Библиотека

Влияние цепей развязки и заземления на качество высокочастотных линейных усилителей

Авторы: Y.Y. Wei, P. Gale и E. Korolkiewicz

Как правило, разработка высокочастотных усилителей основывается на системе S-параметров, предоставляемых производителем активного элемента. Однако, в действительности, параметры активных компонентов подвержены сильному влиянию со стороны цепей постоянного тока (цепей питания) и заземляющих цепей. В данной статье рассматривается влияние элементов заземления ИМС с помощью переходных отверстий и цепей питания микросхемы на выходные характеристики реального усилителя. Полученные результаты использованы при разработке односторонних, балансных и двухкаскадных усилителей, работающих на частоте 2,45 ГГц. Полученные эмирически результаты хорошо согласуются с результатами моделирования.

Одним из наиболее важных параметров при разработке высокочастотной техники является устойчивость активных устройств. Данный параметр определяется коэффициентом устойчивости K.

Если K>1, активный элемент обладает безусловной устойчивостью на данной частоте и задача проектирования усилителя состоит в выборе цепей согласования, обеспечивающих передачу максимальной мощности.

Однако, если K<1, устройство считается потенциально неустойчивым. В данном случае необходимо найти компромис между коэффициентом усиления и коэффициентом устойчивости.

Рис. 1. Представление индуктивностей переходных отверстий (c) и подводящих проводников (b) цепи заземления ИМС (a).

При практической реализации усилителя для заземления активных компонентов обычно используют переходные отверстия, соединяющие между собой два металлизированных слоя платы. Следовательно, положительные обратные связи, создаваемые паразитными индуктивностями переходных отверстий и подводящих проводников, могут изменить заложенные производителем S-параметры устройства и тем самым сделать его нестабильным.

Рис. 2. Определение S-параметров заземленной микросхемы.

Поэтому одна из проблем реализации усилителей состоит в создании таких цепей (заземления) развязки, при которых можно с уверенностью утверждать, что активный элемент работает в режиме, определенном производителем.

Цепь развязки должна быть разработана таким образом, чтобы оказывать наименьшее влияние на коэффициент усиления устройства, а также не создавать паразитные обратные связи в широком диапазоне частот. Последнее наиболее важно при создании многокаскадных усилителей.

В данной статье показано, что стабильность устройства возрастает, при использовании большого числа переходных отверстий расположеных как можно ближе к корпусу микросхемы.

Рис. 3. Зависимость коэффициента стабильности усилителя на основе ИМС MGA86576 от количества переходных отверстий.

Более плоская выходная характеристика многокаскадного усилителя может быть получена, если утечка сигнала высокой частоты в цепях развязки минимальна в широком диапазоне частот.

Основываясь результатах проведенных исследований, разработаны односторонний, балансный и многокаскадный усилители на 2,45 ГГц. Параметры усилителей, полученные путем измерений имеют хорошую согласованность с теоретическими результатами и результатами моделирования.

Влияние индуктивностей переходных отверстий и индуктивностей выводов на стабильность усилителей.

Рис. 4. Индуктивность паек, проявляющаяся в нестабильности ИМС

Активный элемент, помимо входного и выходного портов имеет 2 вывода, которые должны быть заземлены (см. рис. 1). В следствие физических ограничений заземление не может быть выполнено в данном случае с помощь переходных отверстий.

Паразитными индуктивностями, вносимыми выводами микросхемы и переходными отверстиями нельзя принебрегать на высоких частотах.

Общие S-параметры заземленной микросхемы отображают влияние выводов и переходных отверстий.

Рассматривая активный элемент и паразитную индуктивность, в качестве двух цепей, соединенных последовательно, общие S-параметры могут быть получены, как показано на рис. 2.

Рис. 5. Общее влияние выводов и переходных отверстий на коэффициент стабильности K.

Коэффициент стабильности ИМС может быть определен на основании системы S-параметров. Для определения устойчивости заземленного устройства неоходимо в выражение 1 подставить S-параметры, рассчитанные с учетом влияния паразитных индуктивностей.

Для того, чтобы активное устройство обладало абсолютной устойчивостью, необходимо, чтобы коэффициент устойчивости был больше 1, а | Δ | < 1, где:

Δ = S₁₁ S₂₂ -S₁₂ S₂₁

Рис. 6. Схема цепи питания с использование кругового шлейфа

На рис. 3 показаны зависимости позволяющие сравнить коэффициенты устойчивости К отдельно взятой микросхемы (MGA 86576 компании Agilent) усилителя и микросхемы, заземленной с помощью переходных отверстий. Моделирование проводилось в пакете Microwave Office 2001. В качестве подложки выбран материал FR4 толщиной 0,79 мм, имеющий относительную диэлектрическую проницаемость, ε _r = 4,3.

Как видно, абсолютно устойчивый, в соответствии с заводскими параметрами, усилитель становится потенциально неустойчивым в случае заземления с помощью двух переходных отверстий.

Рис. 7. Зависимость реактивного сопротивления радиального шлейфа от центрального угла Θ

Предельное количество переходных заземляющих отверстий, при котором ИМС обладает безусловной стабильностью равно четырем. Стабильность может быть увеличена использованием 8 отверстий.

Графики на рис. 4 отражают влияние индуктивностей только дорожек (выводов) на коэффициент устойчивости К для случая заземления четырьмя отверстиями, отстоящими от микросхемы на расстояние 0,5 мм. На рис. 5 приведены графики, учитывающие влияние обоих источников паразитной индуктивности.

При толщине подложки, равной 0,79 мм индуктивность переходных отверстий при расчете коэффициента устойчивости усилителя можно пренебречь. В случае более толстой подложки, индуктивность бы оказывала более заметное воздействие, и ее необходимо было бы учитывать.

Рис. 8. Цепь смещения на основе секторного шлейфа

Влияние параметров цепи развязки на коэффициент усиления

Цепи развязки используются для уменьшения утечки сигнала и наводок, а следовательно оказывают незначительное воздействие на коэффициент усиления. Для многокаскадных усилителей часто более важной задачей является уменьшение взаимных наводок, так как уменьшение положительной обратной связи делает усилитель более устойчивым. На рис. 6 показана типичная цепь развязки, в которой в качестве рабочего конденсатора применен шлейф в виде кругового сектора. Графики сопротивления шлейфа при различных центральных углах показаны на рис. 7. Таким образом, для достижения наибольшей широкополосности может быть использован шлейф с центральным углом 180 ° .

Рис. 9. Влияние резистора R_b на характеристики цепи

Заметим, что для всех компонентов с сосредоточенными параметрами эквивалентные цепи были получены с помощью моделирования. Частотная характеристика полученной цепи развязки (рис. 8) представлена на рис. 9. Размещение резистора R_b вблизи питающей линии позволяет сделать характеристику коэффициента передачи в прямом направлении S₂₁ более ровной, следовательно, высокочастотный сигнал с выхода микросхемы подавляется в широком диапазоне частот.

Сигнал утечки может быть подавлен в дальнейшем при помощи нескольких конденсаторов поверхностного монтажа или четвертьволновых трансформаторов, как показано на рис.10.

Рис. 10. Улучшенная цепь развязки.

Рис. 11. Частотные характеристики цепей, полученные путем моделирования и измеренные на макете

На рис. 11 представлены частотные характеристики цепей развязки, полученные путем моделирования и измеренные на макете. Отмечается превосходное подавление сигнала утечки доработанной цепью.

Разработка однонаправленного и балансного усилителей

Максимальное усиление сигнала по мощности может быть получено при согласовании усилителя с источником сигнала и нагрузкой¹. Комплексные коэффициенты отражения записываются в следующем виде:

B₁ = 1 + (|S₁₁|)² - (|S₂₂|)² - (| Δ |)₂

B₂ = 1 - (|S₁₁|)² + (|S₂₂|)² - (| Δ |)²

C₁ = S₁₁ - Δ S₂₂*

C₂ = S₂₂ - Δ S₁₁*

Δ = S₁₁S₂₂ - S₁₂S₂₁

На частоте 2,45 ГГц для микросхемы MGA86576, Г_SM = 0.45 -81.4 ° и Г_LM = 0.31 -76.7 ° . Входные и выходные цепи согласования были разработаны до моделирования с использованием диаграмм Смита. Два блокирующих конденсатора расположены на входе и выходе цепи. В качестве цепи развязки используется улучшенная цепь, описанная ранее. Балансный усилитель получен затем путем объединения двух однонаправленных усилителей с помощью пары направленных ответвителей с затуханием 3 дБ (см. рис. 12).

Рис. 12. Топология балансного усилителя на основе двух элементарных усилителей.

Однокаскадные усилители оптимизированы по критерию максимизации коэффициента усиления и обеспечения абсолютной устойчивости в диапазоне от 2 до 2,7 ГГц. На рис. 13 показаны макеты таких усилителей.

Рис. 14 показывает зависимость коэффициентов устойчивости от частоты для обоих типов усилителей, полученные путем моделирования и экспериментально. Оба усилителя обладают абсолютной устойчивостью в рабочем диапазоне частот.

Рис. 13. Макеты усилителей. А – однокаскадный, Б – балансный

Рис. 14. Зависимости коэффициентов устойчивости однокаскадного и балансного усилителей от частоты.

Рис. 15. Зависимости коэффициентов усиления (a) и отражения (b) от частоты для однокаскадного и балансного усилителей.

Полученные с помощью моделирования и экспериментально коэффициенты усиления и отражения S₁₁ показаны на рис. 15. Таким образом, результаты моделирования хорошо согласуются с результатами эксперимента. По сравнению с однокаскадными усилителями, балансные усилители лучше согласованы с нагрузкой и источником сигнала, а также обладают большей устойчивостью.

Разработка двухкаскадного усилителя

Представленная разработка показывает, что новые цепи развязки позволяют создавать широкополосные двухкаскадные усилители. Минимальный теоретический предел коэффициента отражения, который может быть получен с помощью согласующей цепи, определяется при помощи критерия Боде-Фано ^3,4,5. В данном случае согласующая цепь оптимизирована при помощи выборочного рассогласования, что позволяет на основе неравномерной характеристики микросхемы получить широкополосный усилитель с ровной характеристикой в рабочем диапазоне частот.

Топология двухкаскадного усилителя показана на рис. 16, а его модель – на рис. 17. Зависимость коэффициента усиления полученного усилителя от частоты показана на рис. 18.

Рис. 16. Топология двухкаскадного усилителя

Рис. 17. Вид макета двухкаскадного усилителя

Рис. 18. Зависимость коэффициента усиления от частоты в двухкаскадном усилителе.

Как можно заметить, усиление более 30 дБ достигается в диапазоне от 0,8 до 7,0 ГГц.

Заключение

Согласно значениям S-параметров, микросхема усилителя MGA86576 обладает абсолютной устойчивостью во всем рабочем диапазоне. Однако, при организации заземления ИМС усилителя может стать потенциально неустойчивой вследствие влияния индуктивностей выводов и переходных отверстий, используемых для заземления.

Входные паразитные сигналы могут быт значительно ослаблены использованием предлагаемых цепей, состоящих конденсаторов поверхностного монтажа и четвертьволновых трансформаторов. Полученные таким образом цепи развязки могут быть использованы при построении многокаскадных и балансных усилителей.

Перечень ссылок

1. D.M. Pozar, Microwave Engineering, Second Edition, John Wiley & Sons Inc., New York, NY 1998.

2. B.A. Syrett, «A Broadband Element for Microstrip Bias or Tuning Circuits», IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 28, No. 8, August 1980, pp. 488?491.

3. H.W. Bode, Network Analysis and Feedback Amplifier Design, Van Nostrand, New York, NY 1945.

4. R.M. Fano, «Theoretical Limitations on the Broadband Matching of Arbitrary Impedance», Journal of the Franklin Institute, Vol. 249, pp. 57?83.

5. V. Kaman, «A 100 kHz to 50 GHz Traveling-wave Amplifier IC Module», IEEE Microwave and Guided Wave Letters, Vol. 9, No. 10, October 1999.

Библиотека