Библиотека

Проектирование монолитного усилителя мощности диапазона 8-12 Ггц с помощью программ автоматизированного синтеза

Авторы: Ф.И. Шеерман, Л.И. Бабак, А.А. Баров, В.А. Вьюшков

Источник: Опубликовано в сборнике докладов конференции "Электронные средства и системы управления",Томск 2005
Оригинал статьи: http://www.micran.ru/UserFile/File/Publ/2005_Sheyerman_2.pdf

Введение

Проектирование СВЧ усилителя - весьма трудоемкая задача, требующая от инженера хороших знаний, опыта и времени. Значительно ускорить и упростить процесс проектирования усилителей позволяет применение комплекса программ автоматизированного синтеза, разработанного на кафедре «Компьютерные системы в управлении и проектировании» ТУСУР. Комплекс, среди прочих, включает следующие программы:

• LOCUS - программа интерактивного «визуального» проектирования пассивных корректирующих (КЦ) и согласующих (СЦ) цепей;
• GENESYN - программа синтеза СЦ на основе генетических алгоритмов;
• AMP-CF - программа «визуального» проектирования СВЧ усилителей с двухполюсными цепями коррекции и обратной связи;
• REGION - программа «визуального» проектирования СВЧ усилителей с реактивными согласующими цепями.

Программы реализуют декомпозиционный метод синтеза - систематический подход к проектированию СВЧ полупроводниковых устройств [1]. В ряде работ было рассмотрено применение комплекса программ к проектированию линейных и малошумящих СВЧ усилителей. В настоящем докладе предлагается методика автоматизированного проектирования усилителей мощности СВЧ диапазона, основанная на совместном использовании программы моделирования нелинейных СВЧ цепей и программ автоматизированного синтеза. Методика рассмотрена на примере проектирования монолитного усилителя мощности диапазона 8-12 ГГц.

Описание процедуры проектирования

К усилителю предъявлялись следующие требования: полоса пропускания 8-12 ГГц; коэффициент усиления G >10 дБ; неравномерность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) ΔG = ± дБ; входной и выходной коэффициенты отражения m₁ = |S₁₁| ≤ -10 дБ, m₂ = |S₂₂| ≤ -10 дБ; выходная мощность при сжатии амплитудной характеристики на 1дБ Р_1dB >20 дБм (100 мВт); усилитель должен быть безусловно устойчивым во всем диапазоне частот, т.е. K ≥ 1, где K - инвариантный коэффициент устойчивости.

Построение модели транзистора. В качестве активного элемента использован GaAs полевой транзистор с барьером Шотки, выполненный по технологии НИИПП, г. Томск (длина затвора 0,35 мкм, ширина затвора 900 мкм). В пакете Microwave Office (MWO) построена нелинейная модель транзистора для режима большого сигнала (модель TOM1). С этой целью вначале с помощью программы FETCAD по физическим и геометрическим параметрам транзистора, а также результатам измерения СВЧ характеристик определена линейная эквивалентная схема. Далее на основе этой схемы и измерения вольтамперных характеристик получены параметры нелинейной модели. Моделирование показало, что на частоте 12 ГГц транзистор обеспечивает выходную мощность Р_1dB=25 дБм при коэффициенте усиления 6 дБ (V_ds=5В, I_d=150 мА). Таким образом, усилитель должен содержать два каскада. Структурная схема усилителя приведена на рис. 1. Задача проектирования сводится к последовательному синтезу выходной, межкаскадной и входной СЦ.

Синтез выходной СЦ. Выходная цепь трансформирует сопротивление Z₀=50 Ом в нагрузочный импеданс оконечного каскада Z_L2, который выбирается из условий: P_out ≥ 23 дБм, G_P2 > 6 дБ, где P_out2 и G_P2 - соответственно выходная мощность и коэффициент усиления каскада при условии согласования на входе. В соответствии с ДМС [1], для синтеза выходной СЦ необходимо получить области допустимых значений (ОДЗ) E_L2 импеданса Z_L2, соответствующие указанным условиям. С этой целью в среде MWO на плоскости Z_L2 для 5 частот в диапазоне 8-12 ГГц были рассчитаны нагрузочные характеристики транзистора P_out2=23 дБм (для постоянной входной мощности P_in2=17 дБм) и окружности усиления в режиме малого сигнала ОДЗ E_L2 (f_k) на каждой частоте f (k=1,...,5) были найдены как общие части (пересечения) областей P_out2 > 23 дБм и G_P2 >6 дБ (рис. 2а).

Задача синтеза выходной СЦ состоит в определении структуры и элементов реактивной цепи, входной импеданс которой Z_L2 (f) попадал бы на частотах f_k в соответствующие ОДЗ E_L2 (f_k). Эта задача решена с помощью программы визуального проектирования LOCUS [2]. Полученная цепь (L₁₁, L₁₂, C₁₁) приведена на рис.3, а годограф ее импеданса - на рис.2а.

Синтез межкаскадной СЦ.Межкаскадная цепь трансформирует входной импеданс Z_in2 оконечного каскада в импеданс Z_L1, который влияет на выходную мощность P_out1 и коэффициент усиления G_P1 первого каскада. Значения P_out1 должны быть выбраны таким образом, чтобы обеспечить на всех частотах необходимый уровень входной мощности оконечного каскада: P_put1 (f) ≥ P_out2⁰ /G_P2 (f), где P_out2⁰=23 дБм - требуемая выходная мощность; G_P2 (f) - коэффициент усиления оконечного каскада с синтезированной выходной СЦ при условии согласования на входе.

Значения G_P2 ( f ) получены в результате моделирования каскада в среде MWO (Рin2=17дБм). Требуемые значения P_out1⁰(f) (табл.1) выбирались больше рассчитанных на 0,5 дБ в связи с потерями в межкаскадной СЦ реального монолитного усилителя.

ОДЗ E_L1 (f_k) импеданса Z_L1 были получены так же, как и для оконечного каскада, в соответствии с условиями P_put1 > P_put10, G_P1 ≥ 6 дБ (рис.2б). Построение нагрузочных характеристик транзистора P_out1 = P_out1⁰ выполнено при условии согласования на входе для постоянной входной мощности P_in1 =11 дБм.

Теперь требуется синтезировать нагруженную на импеданс Z_in2 реактивную цепь, входное сопротивление Z_L1(f) которой на частотах f_k должно попадать в ОДЗ E_L1 (f). Сведем эту задачу к широкополосному согласованию двух комплексных нагрузок, воспользовавшись методом «зеркальных» импедансов [3]. Вначале найдем «зеркальную» цепь, значения импеданса Z_image которой располагаются в пределах ОДЗ E_L1 (f). «Зеркальная» цепь представляет собой двух- или трехэлементную RLC-цепочку с отрицательными реактивными элементами и положительным резистором. Теперь будем решать задачу синтеза реактивной цепи, согласующей импеданс генератора = Z_image (т.е. импеданс такой же RLC-цепочки, но с положительными элементами) с импедансом нагрузки Z_in2. Если найденная СЦ обеспечивает низкий уровень отражений, тогда ее входной импеданс Z_L1 (рис.1) отвечает условию Z_L1 ≈ Z_S* = Z_image, т.е. годограф Z_L1(f) будет близок к годографу «зеркальной» цепи Z_image (f) .

«Зеркальная» цепь, найденная с помощью программы LOCUS, и ее годограф импеданса показаны на рис. 2б (R=19.9 Ом, С=-0.67 пФ). Заметим, что для повышения точности метода «зеркальных» импедансов (уменьшения уровня отражений) следует выбирать «зеркальную» цепь с наименьшей добротностью, т.е. с наименьшим отношением |ImZ_image| /ReZ_image . Для синтеза цепи, согласующей два комплексных импеданса, воспользуемся программой GENESYN, основанной на генетических алгоритмах. Полученная межкаскадная СЦ (L₂₁, L₂₂) показана на рис. 3.

Синтез входной СЦ Входная СЦ синтезирована с использованием программы REGION из условия обеспечения согласования на входе. В программу загружался файл формата s2p, описывающий двухкаскадный усилитель без входной СЦ, затем устанавливались требования на коэффициент усиления и коэффициенты отражения усилителя: 13 дБ < G < 23 дБ; m₁ ≤ 0,33; m₂ ≤ 0,33. В результате получены ОДЗ на плоскости импеданса входной СЦ Z_S1, представленные на рис. 2в. По областям с помощью программы LOCUS синтезирована цепь L₃₁, С₃₁, L₃₂ (рис.3), годограф ее импеданса Z_S1 (f) также показан на рис.2в.

Синтез выравнивающей / стабилизирующей цепи Моделирование рассчитанного усилителя показало, что его коэффициент усиления растет с понижением частоты. Это естественно, так как все синтезированные нами реактивные СЦ в полосе пропускания обеспечивают режим, близкий к комплексно-сопряженному согласованию. Для выравнивания коэффициента усиления параллельно входу усилителя был включен корректирующий двухполюсник (КД). КД выполняет также стабилизирующую функцию, т. е. повышает устойчивость усилителя. Синтез КД выполнен с использованием программы AMP-CF. С этой целью в нее был загружен файл, содержащий S-параметры двухкаскадного усилителя со всеми СЦ, и заданы следующие ограничения на результирующие характеристики усилителя с подключенным КД: 10 дБ ≤ G ≤ 12 дБ; m₁ ≤ 0,33; m₂ ≤ 0,33; k ≥ 1. Полученные ОДЗ на плоскости импеданса КД представлены на рис. 4. Синтез двухполюсной цепи по этим областям осуществлен с помощью программы LOCUS. Схема КД (L₄₁, R₄₁, С₄₁) и годограф импеданса показаны соответственно на рис. 3 и 4.

Полученная схема усилителя мощности приведена на рис. 3. Следует отметить, что на каждом шаге программы LOCUS и GENESYN позволяли получить несколько различных вариантов СЦ, отличающихся структурой и элементами. Из этих вариантов были выбраны СЦ, удобные с точки зрения реализуемости и подачи питания на транзистор.

На последнем этапе идеальные пассивные элементы в схеме усилителе (рис. 3) заменены моделями монолитных элементов в технологии НИИПП, добавлены цепи питания и проведена окончательная оптимизация усилителя в пакете MWO. Полученная топология монолитного усилителя мощности представлена на рис. 5б, размеры кристалла 1,2x1,8 мм. Результаты моделирования малосигнальных параметров рассеяния и выходной мощности P_out (Р_in=11дБм) усилителя показаны на рис. 5а. Максимальная выходная мощность при сжатии 1дб составила Р_1dB = 24 дБм. Напряжение питания 5В, потребляемый ток 300 мА. Усилитель устойчив во всем рабочем диапазоне частот.

Настоящая работа выполнена при финансовой поддержке Министерства образования и науки РФ (грант 2005 г. по программе «Развитие научного потенциала высшей школы»).

Литература

1. L.I. Babak, "Decomposition synthesis approach to design of RF and microwave active circuits", in IEEEMTT-S Int. Microwave Sym. Dig., vol.2, Phoenix, AZ, May 2001, pp. 11671170.

2. Бабак Л.И., Черкашин М.В., Зайцев Д.А. Интерактивная процедура "визуального" проектирования корректирующих и согласующих цепей полупроводниковых СВЧ устройств // Материалы межд. научн.-практ. конф. "Электронные средства и системы управления", Томск, изд-во института ОА СО РАН, 2004, Ч.1, -С.45-49.

3. Medley M.W., Allen J.L., "Broad-band GaAs FET amplifier design using negative-image device models", IEEE Trans. Microwave Theory Techn., V. MTT-27, Sep. 1979, pp. 784-788.

Библиотека