Кусов Руслан Сергійович

Факультет комп'ютерних інформаційних технологій та автоматики

Кафедра автоматики та телекомунікацій

Спеціальність: Телекомунікаційні системи та мережі

Тема магістерської роботи:

«Дослідження та розробка передавального тракту радіоканального доступу сучасних телекомунікаційних мереж на основі широкосмугової бездротової технології WiMAX»

Науковий керівник:

професор Воронцов Олександр Григорович

Автореферат з теми випускної роботи

Телекомунікаційні мережі, що використовують радіоканал, як засіб доступу кінцевого користувача до мережевих послуг, переживають у наш час етап бурхливого розвитку і широкого розповсюдження. У постійній динаміці знаходяться процеси розробки, вдосконалення і упровадження різноманітних бездротових технологій. Це, в свою чергу, істотно впливає і на устаткування абонентських терміналів. Сучасні засоби, що призначаються для користувача, вже не обмежуються орієнтацією лише на одну технологію, а є багатофункціональними модулями, що забезпечують доступ користувача до повного спектру послуг: передачі даних, голосу і відео. Все частіше звучать слова: мультісервісність, конвергенція, багатофункціональність. Дані обставини визначають вектор розвитку телекомунікаційних технологій в найближчих перспективах.

Разом з поліпшенням якості і збільшенням кількості сервісів, що надаються, з'являються нові перешкоди подальшого розвитку всіх без виключення бездротових технологій. З основних проблем можна виділити наступні:

1) Надмірне «забруднення» частотного ресурсу в певних діапазонах. Як наслідок - стрімке зростання проблем електромагнітної сумісності устаткування, зростання числа і рівня взаємних перешкод, а, отже, погіршення якості і параметрів сигналів, що приймаються.

2) Загальне упровадження і зростання конкуренції серед виробників диктує нові вимоги безпосередньо до параметрів приймально-передавального устаткування. Простота реалізації повинна дозволити випускати пристрої масово, так би мовити, «поставити виробництво на конвеєр». В той же час, вдосконалення устаткування повинне супроводжуватися зменшенням його вартості з метою доступності найбільшому числу кінцевих користувачів.

Саме тому всім без виключення виробникам устаткування все частіше доводитися шукати нові методи для вирішення вищенаведених проблем.

Аналіз структури трактів прийому-передачі і обробки інформації сучасних радіотехнічних систем дозволяє виділити їх основні елементи – підсилювачі радіочастотних сигналів. За оцінками аналітиків компаній IDC і Strategy Analytics, світовий випуск мобільних телефонів за 2007 перевищив планку в 1 млрд. штук. А якщо врахувати, що в кожному стільниковому телефоні використовується два-три підсилювачі, то об'єм виробництва підсилювачів перевищує 2,5 млрд. штук. І це лише для стандарту GSM. Перспективною ж областю застосування підсилювачів радіочастотних сигналів є системи зв'язку стандарту IEEE 802.16 - WiMAX. Цей стандарт стрімко розвивається у всьому світі, виробниками устаткування для WiMAX є більш ніж 200 компаній зі світовим ім'ям, що об'єднуються в WiMAX-forum. Найважливішою особливістю технології WiMAX є вимога високої лінійності і ККД підсилювальних каскадів. Особливу увагу надають підсилювачам передавального тракту, у зв'язку з жорсткішими вимогами до них з боку сучасних систем зв'язку.

Сучасний етап розвитку бездротових телекомунікаційних технологій вимагає контролю потужності передавача, що випромінюється, та керування цією потужністю. Це важливо як для устаткування базових станцій, так і для мобільних терміналів стандарту WiMAX, який передбачає динамічне управління модуляцією, вихідною потужністю і шириною синтезованого широкосмугового каналу в межах 1,5-20 МГц залежно від умов середовища передачі сигналів. Існуючі на сьогоднішній рішення, засновані, наприклад, на технології логарифмічних підсилювачів (ЛП) [1], дозволяють лише обмежувати потужність радіочастотного сигналу, а не динамічно керувати нею. Таким чином, виникає проблема відсутності універсального рішення для одночасного управління вихідною потужністю підсилювача і смугою каналу зв'язку.

На підставі сказаного, можна сформулювати мету подальшого дослідження, як підвищення функціональності підсилювачів потужності передавального тракту бездротових мереж WiMAX за рахунок реалізації в алгоритмі керування ними одночасного управління рівнем вихідної потужності і смугою пропускання, в залежності від необхідних характеристик якості.

Розробка і моделювання підсилювачів потужності передавального тракту радіосистем доступу. Конкретизуючи задачі проекту, можна виділити наступні підзадачі:

Підсилювач потужності, як складова частина передавального тракту радіоканального доступу сучасних телекомунікаційних мереж на основі широкосмугової бездротової технології WiMAX.

Дослідження сучасних способів управління вихідною потужністю сигналу і шириною синтезованого широкосмугового каналу при обмеженнях на лінійність характеристик і стійкість підсилювального каскаду.

Більшість сучасних рішень, у тому числі і ЛУ, орієнтуються на досить складні, з погляду практичної реалізації, і уніфіковані методи. Підхід одночасного регулювання шириною смуги і коефіцієнтом посилення за рахунок обмеження вхідної потужності сигналу раніше не застосовувався. У цьому полягає новизна подальшої дослідницької роботи. А проблема розробки технічних рішень для управління вихідною потужністю підсилювача і смугою каналу зв'язку є актуальною.

У той же самий час, за основу розробки прийняті загальновідомі методи. Застосовуючи підхід вдосконалення існуючих структур передавальних трактів, а не постійного упровадження принципово нових розробок, можна істотно зменшити вартість кінцевого устаткування, що в свою чергу спричинить розширення ринку послуг, що надаються, і зростання числа користувачів цими сервісами. На сьогоднішній день ця задача є актуальною для багатьох телекомунікаційних компаній.

Радіо передавальні пристрої призначені для формування радіочастотних сигналів, їх посилення і подальшої передачі до одержувача. Загальна структурна схема тракту радіопередачі може бути представлена таким чином (рисунок 1) [2].

Рисунок 1. Загальна структурна схема радіопередавального тракту

Немає сенсу детально розглядати методи проектування збудників, модуляторів, оскільки це не є метою розробки. Слід виділити інший елемент цієї структури - підсилювач потужності.

Платнею за досконалішу організацію є жорсткіші вимоги до устаткування каналів передачі, а саме до таких параметрів радіо передавальних пристроїв, як коефіцієнт корисної дії, рівень вихідної потужності, смуга робочих частот, рівень позасмугових випромінювань та шумів, рівень інтерференційних спотворень, масогабаритні показники, вартість, економічність, які значною мірою визначаються використовуваними в широкосмугових бездротових мережах (у тому числі і WiMAX) підсилювачами потужності.

Саме від якості виконання підсилювачів потужності залежить і можливість реалізації концепції синтезованого широкосмугового каналу, який складається з елементарних вузькосмугових каналів, тобто реалізація принципу OFDM. І тому подальше дослідження і проектування буде присвячене саме підсилювачам потужності тракту передачі широкосмугових бездротових мереж WiMAX.

На сьогодні існує безліч варіантів побудови підсилювачів потужності трактів передачі широкосмугових бездротових НВЧ систем. Зупинимося лише на найпопулярніших і найпоширеніших з цих рішень [3].

Підсилювачі потужності на польових НВЧ транзисторах – один з найпоширеніших елементів радіопередавальних пристроїв. Сучасні польові транзистори на арсеніді галію успішно використовуються аж до частоти 30 ГГц. Останнім часом розвивається і технологія виготовлення польових транзисторів з нітріду галію (зокрема рішення компаній Nitronex, Navini Networks, Amkor Technology, KDDI, Fujitsu Laboratories та інших). Підсилювачі на основі транзисторів з цього матеріалу досягають середньої потужності більше 30 Вт при ефективності 45% в діапазоні частот 2,3 - 2,7 ГГц. Цей результат на 125 % перевершує показники інших подібних рішень, які пропонуються на сьогоднішній день. Крім того, вони повністю задовольняють вимогам стандарту WiMAX. Отже, одним з варіантів побудови підсилювачів потужності трактів передачі широкосмугових бездротових НВЧ систем є схемотехнічні рішення на польових транзисторах з нітріду галію.

В той же час, до появи польових транзисторів у складі НВЧ пристроїв широко використовувалися біполярні транзистори, зокрема каскади із загальною базою (ЗБ) та загальним емітером (ЗЕ) (рисунок 2).

Рисунок 2. Схеми увімкнення біполярних транзисторів з ЗЕ (а) та ЗБ (б)

Одним з недоліків цих транзисторів, у порівнянні з польовими, є відносно низький діапазон частот (до 10 ГГц), але в той же час по шумових характеристиках біполярні транзистори кращі за польові, а тому їх доцільніше використовувати в каскадах підсилювачів потужності.

Основним способом увімкнення транзисторів в підсилювальних каскадах є схема з ЗЕ, яка має кращі підсилювальні властивості (дозволяє одержати максимальне посилення номінальної потужності при невеликому рівні власних шумів) [4], ніж схема з ЗБ, через більшу величину вхідного опору. Проте в підсилювачах з ЗЕ, як і при ЗБ не завжди вдається забезпечити стійку роботу через вплив внутрішнього зворотного зв'язку. Практично це означає, що розрахований коефіцієнт посилення одного каскаду перевищує стійкий коефіцієнт посилення.

Каскади з ЗБ є більш вузько смуговими, у порівнянні з каскадами з ЗЕ, і в той же час, в смузі робочих частот вони є умовно стійкими. Підвищити запас стійкості таких каскадів можливо, зменшуючи коефіцієнт підсилення до меж стійкості, або застосовуючи балансне каскадне увімкнення.

За режимами роботи підсилювальних каскадів розрізняють підсилювачі в режимі максимального посилення і в режимі фіксованого посилення. Перший режим застосовують тоді, коли внутрішній зворотний зв'язок не робить помітного впливу на характеристики підсилювачів і коли можливе надмірне посилення не перевищує допустимої норми. Другий режим використовують, коли величина коефіцієнта посилення обмежена або з міркувань стійкості, або через неприпустимість великого надмірного посилення.

Вибір оптимального схемотехнічного рішення побудови підсилювача потужності залежить від конкретних умов і систем, для яких проектується підсилювач. Тобто кожне з вищеназваних рішень може використовуватися на практиці. Тому необхідний аналіз і вибір оптимального рішення для проектування підсилювача потужності тракту передачі широкосмугових бездротових мереж WiMAX, до якого висуваються жорсткі вимоги, такі як:

Виконання цих вимог дозволяє створити економічний і високолінійний підсилювач потужності, придатний для побудови трактів передачі бездротових мереж стандарту WiMAX зі складною модуляцією OFDM. Варто зазначити, що розробки в цій області проводяться лише за кордоном провідними світовими компаніями-виробниками устаткування для бездротових телекомунікаційних мереж. В Україні питання розробки та вдосконалення існуючих схем підсилювачів потужності передавальних станцій WiMAX практично не проводяться, у межах ДонНТУ даною темою ще ніхто не займався.

З розробок в області малошумливих суперлінійних підсилювачів, які зокрема використовуються для сигналів з OFDM, виділяють два основні схемотехнічні рішення [5]. Перше - це так звані «двотактні» або Push-Pull-підсилювачі (рисунок 3). Відмінною особливістю даної концепції є двоканальне протифазне посилення сигналів з подальшим об'єднанням відгуків підканалів у вихідному суматорі. При цьому відбувається придушення вищих паразитних гармонік в спектрі сигналу. Для формування сигналів протифаз на вході підсилювача використовується спеціальний трансформатор «розщеплювач фази».

Рисунок 3. Двотактний підсилювач типу Push-Pull

Переваги двотактного підсилювача наступні:

1) Двотактна схема спрощує узгодження.

2) Наявність «віртуальної» землі, що дозволяє використовувати велику кількість компактних і простіших узгоджувальних пристроїв.

3) Відсутність у вихідному сигналі парних гармонік 2F1, 2F2 і т.п., а також їх комбінацій типу F2-F1, F1 +F2, тощо.

Недоліки двотактного підсилювача наступні:

1) Використовування симетричних трансформаторів, як розщеплювачей фази не усуває паразитарних віддзеркалень потужності на вході і виході пристрою.

2) Ізоляція між двома протифазними частинами підсилювача теоретично складає лише 6 дБ. Така недостатня міжелементна розв'язка може викликати проблеми нестійкості.

3) Застосування симетричних трансформаторів створює технологічні складнощі: ручним способом зроблений коаксіальний трансформатор простий у виготовленні тільки при використанні в експериментальних лабораторіях, але в серійному виробництві це вимагає наявності додаткової робочої сили, що робить масові поставки достатньо складною задачею. Симетричні трансформатори у вигляді мікрозбирань хоча і доступні на ринку, але мають велику вартість і, як правило, займають більше місця, ніж еквівалентні квадратурні розщеплювачі фази.

Традиційною конфігурацією підсилювачів для НВЧ-додатків є також балансний підсилювач (рисунок 4). У ньому використовуються 90-градусні роздільник сигналів (на вході) і об'єднувач (на виході) (шлейфовий спрямований відгалужувач [2]).

Рисунок 4. Балансний підсилювач

Переваги балансного підсилювача наступні:

1) Добра ізоляція між двома половинами пристрою, що покращує стабільність підсилювача в широкій смузі частот.

2) Добра узгодженість входу і виходу завдяки використанню 50-омного навантаження, поглинаючого можливі віддзеркалення сигналів.

3) Відсутність гармонік типу 2F1 + F2, 2F2 + F1, 3F1, 3F2 ... і послаблення на 3 дБ комбінаційних частот типу F1-F2, F1 + F2, 2F1, 2F2 ...

4) Простота проектування і інтеграції квадратурних розщеплювачів фази (спрямованих відгалужувачів).

Недоліки конфігурації балансного (симетричного) підсилювача наступні:

1) Вимагає використання навантаження 50 Ом. Резистори великої потужності можуть бути дорогі і вимагають належного охолодження.

2) Відсутність віртуальної землі.

Обидва варіанти мають практично однакові характеристики, але для подальшої роботи вибір зроблений на користь балансного підсилювача, зважаючи на простішу його практичну реалізацію.

Як схема заміщення транзистора для моделювання підсилювального каскаду в пакеті Microwave Office вибрана лінійна схема заміщення. Остаточна конфігурація - балансний каскад із загальною базою. Як активний елемент схеми вибраний транзистор КТ937А. Це кремнієвий транзистор, який застосовується в підсилювачах потужності, помножувачах частоти, і автогенераторах на частотах 0,9-5 ГГц. Цей транзистор вибраний для проектування з кількох причин. По-перше, це його відповідність поставленим вимогам, зокрема робочій частоті в районі 2,4 ГГц. По-друге, сама наявність цього транзистора, що дозволить в подальшому реалізувати проект на макеті і виміряти його реальні характеристики.

Для лінійного моделювання і проектування ланцюгів узгодження і шлейфових спрямованих відгалужувачів була використана спайс-модель транзистора КТ937А (рисунок 5). Спайс-модель (еквівалентна схема Джаколетто) - це еквівалентна лінійна модель транзистора, за допомогою якої можливо оцінити теоретичні коефіцієнти посилення, шумові характеристики транзистора, тощо. До складу транзисторного підсилювача входять активний елемент (транзистор), вхідний і вихідний ланцюги узгодження (ЛУ), ланцюги живлення і подачі зсуву. Крім того, реальний підсилювач потужності може містити антипаразитні ланцюги, елементи стабілізації режиму роботи транзистора за постійним струмом. Як ланцюги узгодження за входом та виходом застосуємо багатоланкові Г-ланцюги [2].

Рисунок 5. Cпайс-модель транзистора КТ937А

Шлейфовий спрямований відгалужувач (СВ) [6] – це два відрізки лінії передачі, що сполучені між собою двома або більшим числом шлейфів, довжина яких дорівнює чверті довжини хвилі в лінії (рисунок 6). Шлейфи вмикаються у лінію також на відстані чверті довжини хвилі в лінії. При збільшенні числа шлейфів розширюється смуга робочих частот, проте при числі шлейфів більше трьох хвильові опори крайніх шлейфів стають дуже великими. Це створює істотні труднощі при виконанні таких СВ методами інтегральної технології, тому в практичних пристроях число шлейфів не перевищує трьох. Від якості виконання СВ будуть залежати і характеристики балансного підсилювального каскаду, тому зупинимося докладніше на технології розрахунку і проектування шлейфних СВ.

Рисунок 6. Электрична схема (а) та топологія (б) двошлейфного СВ

У даній роботі використовується двошлейфовий спрямований відгалужувач. Методика його розрахунку наступна. Основні параметри двошлейфових СВ, які розраховуються при проектуванні, приведені на структурній схемі (рисунок 7).

Рисунок 7. Cхема двошлейфного СВ у пакеті Microwave Office 5.5

На схемах:

Для розрахунку параметрів схеми скористаємося наступною методикою [7]. Розрахунок ширини мікросмужки проводиться за наступною формулою:

де w – ширина МСЛ;

Z – хвильовий опір;

h – товщина підкладки;

– діелектрична проникність підкладки.

Розрахунок довжини МСЛ проводиться за простішою формулою:

де L – довжина МСЛ;

– центральна довжина хвилі, що буде розповсюджуватися в МСЛ;

– ефективна діелектрична проникність підкладки.

Підставляючи у ці формули параметри матеріалу підкладки (флан) та необхідні значення хвильового опору (Zшл=50 Ом, Zл=35,5 Ом), отримаємо наступні параметри СВ:

За отриманими параметрами реалізуємо модель двошлейфного спрямованого відгалужувача в пакеті Microwave Office 5.5 (рисунок 8). Надалі, одержана схема буде оптимізована з метою досягнення необхідних характеристик узгодження.

Рисунок 8. Реалізація двошлейфного СВ у пакеті Microwave Office 5.5

Критерієм оптимізації виступає коефіцієнт стоячої хвилі в МСЛ (КСХ). Від нього залежить наскільки буде узгоджений міст і, як наслідок, характеристики самого балансного каскаду підсилювача потужності.

Графіки КСХ можна побудувати і стандартними засобами пакету Microwave Office 5.5 [8]. Оскільки S11= S22= S33= S44, то доцільно привести лише один графік КСХ, який був одержаний після проведення оптимізації параметрів двошлейфного СВ (рисунок 9).

Рисунок 9. КСХ оптимізованого двошлейфного СВ

Як видно з цього графіку, на робочій частоті 2,4 ГГц значення КСХ мінімальне і складає 1,004, що є достатньо прийнятним результатом, з огляду на те, що це значення повинне бути близьким до 1.

Отже, оптимізовані параметри двошлейфного СВ наступні:

Wл = 4,4 мм;

Wшл = 2,74 мм;

Lл = 17,7 мм;

Lшл = 19 мм.

Топологічна схема спроектованого двошлейфного СВ у натуральну величину зображена на рисунку 10.

Рисунок 10. Топологія спроектованого двошлейфного СВ

Для підсумкової схеми балансного каскаду з вхідним і вихідним ланцюгами узгодження і шлейфовими спрямованими відгалужувачами необхідно отримати максимально можливе значення S21 в діапазоні частот 2,4-2,483 ГГц і мінімально можливе S11 в цьому ж діапазоні. Обмеженнями виступають допустимий коефіцієнт шуму, і, що найголовніше стійкість каскаду в робочому діапазоні частот. Результати моделювання приведені на рисунках 11-13.

Рисунок 11. Параметри S11 та S21 для підсумкової схеми підсилювача потужності

На одержаних графіках можна побачити, що коефіцієнт посилення (S21), який вдалося досягти на робочій частоті 2,4 ГГц дорівнює 10 дБ. Це задовольняє поставленим раніше вимогам. Отримане значення коефіцієнта віддзеркалення від входу (S11= - 41,73 дБ) також є більш ніж прийнятним і свідчить про високий ступінь узгодження підсилювача за входом.

Рисунок 12. Коефіцієнт шуму для підсумкової схеми підсилювача потужності

На рисунку 12 зображені шумові характеристики. Як бачимо, на частоті 2,4 ГГц значення коефіцієнта шуму дорівнює 1,541 дБ, що є прийнятним значенням для підсилювачів даного класу.

Рисунок 13. Коефіцієнт стійкості підсилювального каскаду

На рисунку 13 наведено основний (К) коефіцієнт стійкості. Підсилювальний каскад вважається безумовно стійким, коли значення цього параметра наступне: K>1. Як бачимо з графіків, ця умова виконується (К=1,007 на робочій частоті 2,4 ГГц), але в той же час запас стійкості надзвичайно малий. Отже, каскад вважатиметься стійким лише при якісному виконанні ланцюгів узгодження.

При зміні параметрів ланцюгів узгодження (довжини і ширини мікросмужкових ліній), а також при спробі управління зворотнім зв'язком каскаду була встановлена залежність одночасної зміни ширини частотної характеристики (df) і коефіцієнта посилення каскаду (ku) залежно від змінених параметрів і режиму роботи активного елементу - транзистора (рисунок 14).

Рисунок 14. Залежність одночасної зміни ширини частотної характеристики (df) і коефіцієнта підсилення каскаду (ku). Анімація з 8 кадрів з затримкою 70 мс між кадрами; затримка до повторного відтворення складає 70 мс; кількість циклів відтворення дорівнює 7. Анімація виконана у пакеті Adobe ImageReady 7.0.1

Ця властивість і стала новим предметом дослідження, оскільки її практичне застосування допоможе в досягненні поставленої раніше мети. Але управління режимом роботи транзистора може привести до погіршення нелінійних властивостей підсилювача і накладає обмеження на можливості такого управління. Але не тільки нелінійні спотворення накладають обмеження на управління параметрами підсилювача потужності. Існує взаємозв'язок між граничним коефіцієнтом посилення і коефіцієнтом стійкості каскаду. Для підсилювача потужності, що розробляється, ця проблема є актуальною, враховуючи, що каскад реалізований по схемі із загальною базою, яка є умовно стійкою. Через вказані причини діапазон регулювання обмежений.

Зважаючи на поставлені обмеження, для подальших досліджень пропонується варіант управління вихідною потужністю сигналу з одночасною динамічною оцінкою коефіцієнта посилення і визначенням меж регулювання вхідної потужності. Для практичної реалізації даного управління пропонується використання однієї з наступних схем (рисунок 15).

Рисунок 15. Запропоновані схеми підсилювача потужності

Схема на рисунку 15а може застосовуватися в тих випадках, коли рівень вхідного сигналу постійний (Uвх=const) і може знайти своє застосування в системах з кутовою модуляцією. У цій схемі відбувається управління коефіцієнтом посилення каскаду і смугою пропускання за рахунок напруги Uупр яке встановлює режим роботи активного елементу схеми. Вихідний сигнал поступає в петлю зворотного зв'язку, де відбувається його випрямляння і фільтрація. Випрямлений сигнал поступає на пристрій порівняння (СУ), в якості якого може застосовуватися дискретний компаратор або ж схема із заданою нелінійною характеристикою. У СУ відбувається порівняння рівня вихідного сигналу з необхідним. Результат порівняння подається на керований атенюатор, який у разі потреби змінює рівень вхідного сигналу підсилювача, зберігаючи при цьому постійний коефіцієнт посилення всієї схеми в цілому. Принцип роботи схеми на рисунку 15б аналогічний. Тут в якості управляючого сигналу для СУ використовується заздалегідь випрямлений і відфільтрований вхідний сигнал підсилювального каскаду. У цій схемі рівень напруги Uвх змінюється з часом, і таке рішення може застосовуватися для систем з амплітудною модуляцією і її різновидами (КАМ).

В ході виконання роботи були розглянуті принципи функціонування бездротових широкосмугових мереж стандарту IEEE 802.16 – WiMAX, визначені типи сигналів та модуляцій, що використовуються в цих системах. Проведено огляд загальної структури передавальних трактів, основні аспекти побудови їх обладнання та визначено, що основні вимоги, які зараз висуваються до цього обладнання - рівень вихідної потужності, смуга робочих частот, рівень позасмугових випромінювань та шумів, рівень інтерференційних спотворень, масогабаритні показники, вартість, економічність, значною мірою визначаються саме якістю підсилювачів потужності. Зроблено обґрунтування мети роботи, як проектування саме підсилювача потужності передавальних трактів бездротових широкосмугових мереж WiMAX.

Були з’ясовані основні характеристики підсилювачів, та визначені найважливіші з них, за якими саме і формують вимоги до обладнання, що проектується. Проведено синтез концепції побудови підсилювача потужності передавального тракту широкосмугових бездротових мереж стандарту WiMAX. Були розглянуті варіанти основних схемотехнічних рішень та способів виконання підсилювачів. Розглянуті представлені на ринку готові рішеня підсилювачів потужності мереж WiMAX, наведені їх характеристики. На базі цих характеристик були сформовані вимоги до пристрою, що проектується у даній роботі.

Слід зазначити, що існує два різні підходи проектування обладнання НВЧ-мереж WiMAX. Перший спрямований на постійну розробку та пошук принципіально нових концептуальних рішень. Цей спосіб є ефективним, але досить неекономічним, оскільки вимагає постійних великих інвестувань, що будуть окуплені лише згодом. Другий спосіб передбачає вдосконалення вже існуючих структур, а також розглядання можливості застосування вже відомих рішень при проектуванні нового обладнання. Саме другий спосіб, який вимагає менших економічних та часових витрат є пріоритетним для більшості сьогоденних компаній. Цей принцип був використаний і для проектування пристрою у даній роботі.

Проведена оцінка можливості використання балансного каскаду з ЗБ в підсилювачах потужності передавальних трактів широкосмугових бездротових мереж WiMAX, що працюють на частоті 2,4 ГГц. Ця схема була реалізована при проектуванні. Проведено аналіз обраної схеми, обрані основні параметри елементів, спроектовані ланцюги узгодження, а також квадратурні розщеплювачі фази балансного каскаду.

Були змодельовані вихідні параметри, що очікуються при роботі даного підсилювача. Також було проведено аналіз отриманої схеми двохшлейфного СВ з метою визначення допустимих похибок у геометричних розмірах під час створення лабораторного макету для вимірювань. Основні характеристики каскаду представлені у вигляді залежностей та графіків.

Створена лінійна модель підсилювача потужності та проведена оцінку її основних характеристик. Нажаль, за створеною моделлю неможливо виміряти нелінійні параметри, хоча саме зменшення їх впливу та зменшення міжсмугової інтерференції є метою подальшої магістерської роботи.

Подальша робота також передбачає моделювання запропонованого варіанту реалізації схемотехніки підсилювача, дослідження властивостей даної схеми і оцінку меж запасу стійкості підсилювального каскаду, що розробляється.

Відзначимо також, що, застосовуючи підхід вдосконалення існуючих і значною мірою досліджених структур передаючих трактів, можна істотно зменшити вартість кінцевого устаткування, що в свою чергу спричинить за собою розширення ринку послуг, що надаються, і зростання числа користувачів цими сервісами. На сьогоднішній день ця задача є пріоритетною для багатьох телекомунікаційних компаній.

[1] Самков И.Ю., «Логарифмические усилители для точного измерения мощности», Электронные компоненты, №3:2008. Первоисточник – электронный ресурс www.delirium.2x4.ru

[2] Шахгильдян В.В., Козырев В.Б. и др. Радиопередающие устройства. Учебник для ВУЗов. –М.: Радио и связь. -1990.-432 с.

[3] Белов Л. Твёрдотельные усилители малой и средней мощности. –Электроника: НТБ. -2006. -№5.- с .46-54.

[4] Степаненко И.П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. -М.: Энергия. -1977. -672 с.

[5] Васильев В.Г. Сети WiMAX сегодня и завтра. -Сети и телекоммуникации. – 2007.- № 06.

[6] Сиверс А.П. Проектирование радиоприёмных устройств. –М.: Советское радио.-1976.-482 с.

[7] Проектирование полосковых устройств СВЧ. Учебное пособие. –Ульяновск.: УГТУ.-2001.-123 с.

[8] Разевиг В.Д., Потапов Ю.В. Проектирование СВЧ устройств с помощью MWO. – М.: СОЛОН-Пресс. – 2003. – 493 с.

[9] Васильев В.Г. Технология широкополосного беспроводного доступа WiMAX стандарта IEEE 802.16.http://www.unidata.com.ua/index.php

[10] Вишневский В.М., Ляхов А.И. и др. Широкополосные беспроводные сети передачи информации.- М.: Техносфера. -2005. -595 с.

[11] Кусов Р.С. Разработка усилителя мощности передающего тракта широкополосных беспроводных сетей WiMAX. Материалы конференции информатика и компьютерные технологии. –Донецк.: ДонНТУ. -2008.- с. 93-96.

[12] Вамберский М.В., Казанцев В.И. и др. Передающие устройства СВЧ. –М.: Высшая школа. -1984.-448 с.

[13] Михайлов В.Ф., Нарытник Т.Н. и др. Микроволновые технологии в телекоммуникационных системах. Учебное пособие. –СПб.: СПбГУАП. -2003.-337 с.

[14] Веселов Г.И. Микроэлектронные устройства СВЧ. -М.: Высшая школа.-1988. -277 с.