CОЗДАНИЕ АНАЛОГОВЫХ PSPISE - МОДЕЛЕЙ РАДИОЭЛЕМЕНТОВ
Тестирование полевого транзистора
Передаточные характеристики полевого транзистора
Передаточная характеристика полевого транзистора очень информативна. Построим семейство передаточных характеристик модели полевого транзистора КПЗОЗД, включенного по схеме с общим истоком (рис. 32, Программа -7). Воспользуемся для этого совместными возможностями директив. DC и. TEMP (вариация температуры).
Передаточная харак - теристика полевого транзистора - это зависимость тока стока от напряжения между затвором и истоком. При вариациях температуры -60, 0, +25, +125 °С мы получим семейство характеристик, изображенных на рис. 33, так как встроенная модель учитывает температурную зависимость параметров транзистора. Характерным в семей - с т в е передаточных характеристик полевого транзистора является наличие термостабильной точки. Это явление отображает и модель и хорошо согласуется и с теорией [7], и с практикой.
Программа - 7
KP 303 D. cir - Передаточная характеристика КПЗОЗД.. PROBE ID (Jl); Вывести график тока стока транзистора J 1. VD 1 О DC 10 V; Питание стока. VG 2 О DC 0 V; Питание затвора.
. TEMP -60 0 27 125; директива инициализирует расчет ВАХ для четырех,
* указанных списком, температур.
. DC VG -2.5 V 0.5 V 0.1 V; директива производит расчет по постоянному току,
* при этом входное напряжение изменяется от -2,5 В до 0,5 В с шагом 0,1 В.
* Stok Zatvor Istok
* D G S
Jl (1 2 0) KP 303 D; Подключение полевого транзистора в схему.
.model KP303D NJF (Beta= 1,5m Betatce= -.5 Rd = 1 Rs = 1 Lambda = 4.2m Vto=-2.3
+ Vtotc=-2.5m Is = 33.57f Isr=322.4f N=1 Nr = 2 Xti = 3 Alpha = 311.7u
+ Vk = 243.6 Cgd = 2.132p M=.3622 Pb=l Fc=.5 Cgs = 2.104p Kf=23.06E-18 Af=l)
. END
Выходные характеристики модели полевого транзистора
Выходные характеристики полевого и биполярного транзистора несколько отличаются. Рассмотрим семейство выходных вольтамперных характеристик модели полевого транзистора КПЗОЗД, включенного по схеме измерения с общим истоком (рис. 34).
Выходная характеристика полевого транзистора - это за висимость тока стока транзистора от напряжения на стоке при фиксированном напряжении на затворе. Составим задание на моделирование (Программа - 8) и запустим его. При вариациях напряжения на затворе кривая будет характерным образом изменяться (рис. 35), образуя семейство выходных
характеристик. Полевые транзисторы, благодаря своим уникальным характеристикам, имеют очень разнообразное и не всегда очевидное применение. Из выходных ВАХ видно, что они, помимо области усиления, имеют область управляемого сопротивления, достаточно симметричную относительно нуля при сравнительно малых стоковых напряжениях |11 СИ | < 1 и синас 1 /2- П Р И этом открытые каналы полевых транзисторов ведут себя практически как линейные резисторы, сопротивление которых зависит от напряжения затвора. При смене полярности стокового напряжения линейность резистора не нарушается, поэтому полевой транзистор можно использовать как переменный электрически управляемый резистор для постоянного и переменного токов. Эта интересная особенность часто используется в различных системах автоматического регулирования. Однако следует иметь в виду, что для полевых транзисторов с управляющим р - n переходом необходимо, чтобы | и зи |< | и зи |+0,5 В. Иначе при воздействии обратного стокового напряжения участок управляющего р - n перехода возле стока окажется настолько открытым, что в стоковой цепи потечет значительный прямой ток затвора, нарушающий линейность резистора. Прямое напряжение на кремниевом р - п переходе, не превышающее 0,5 В, не создает значительного прямого тока.
Программа - 8
KP 303 D _ out. cir Выходные характеристики полевого транзистора КПЗОЗД
. DC V 2 -1 10.1 VI 0 2 0.5; Директива вариации источников питания.
. Probe VD (J 1) ID (J 1); Вывод графиков
VI 0 1
V2 2 0
* D G S
J1 2 1 0 KP303D
.model KP303D NJF (Beta=1.5mBetatce=-.5 Rd=l Rs=l Lambda = 4.2m Vto=-2.3
Зависимость сопротивления канала модели ПТ от напряжения на затворе
Поскольку полевой транзистор часто используют в качестве сопротивления, управляемого напряжением, представляет интерес построить семейство зависимостей сопротивления канала ПТ от напряжения на затворе.
Особенность этого эксперимента состоит в том, что напрямую график зависимости сопротивления канала полевого транзистора вывести на экран графического постпроцессора PSPICE нельзя, но можно получить его электрический эквивалент. Для того чтобы получить сопротивление, надо, в соответствии с законом Ома, поделить напряжение на стоке на ток стока. Этот метод является универсальным и его можно использовать для измерения сопротивлений в других моделях, в том числе и макромоделях. Таким образом, нам понадобится делитель напряжения с функцией А / В и преобразователь тока в напряжение.
Теперь составим схему измерения (рис. 36). Преобразователь ток - напряжение, выполненный на основе источника напряжения управляемого током Н 1, подключим измерительным входом параллельно источнику нулевого напряжения, включенного в цепь коллектора полевого транзистора. Это требование PSPICE при измерении тока. Линейно изменяя напряжение на затворе (источник напряжения V 1) и задавая различные напряжения на стоке (источник напряжения V 3), по лучим на выходе А / В делителя соответствующее семейство характеристик сопротивления канала полевого транзистора КПЗОЗД.
При составлении задания на моделирование (Про - грамма -9) оформим делитель в виде отдельной макромодели. SUBCKTDMDEAB А / В, где А и В - входы делителя а А / В - его выход. Это позволит в дальнейшем многократно использовать этот делитель в различных измерительных экспериментах (эквивалентная схема делителя представлена на рис. 38). Измерение сопротивления будем проводить в режиме анализа переходных процессов по директиве. TRAN. При этом пропорционально времени будет увеличиваться напряжение источника напряжения V 1, и соответственно, ток стока ПТ. Напряжение на стоке по директиве:
. STEP V 3 LIST 0.5 1 1.5 2
будет изменяться согласно указанному в ней списку в области управляемого сопротивления (см. рис. 35).
Напряжение стока подадим на вход А делителя, а напряжение с выхода ис точника напряжения, управляемого током (ИНУТ), про порциональное току стока, подадим на его вход в. На выходе делителя мы получим напряжение, пропорциональное сопротивлению канала полевого транзистора, в полном соответствии с законом Ома. Таким образом, мы аппаратно-программно реализовали закон Ома. При этом напряжение в вольтах будет соответствовать сопротивлению в омах, напряжение в киловольтах будет соответствовать сопротивлению в килоомах.
Запустив задание на моделирование, получим семейство характеристик (рис. 37). Это и есть наш искомый результат. Из графиков видно, что сопротивление канала стремительно растет по мере того как напряжение на затворе приближается к напряжению отсечки, которое для этой модели составляет 2,3 В. И это понятно, ведь транзистор запирается. В диапазоне 0...1.5 В можно выделить относительно линейный участок изменения сопротивления. Напряжение на стоке также влияет на сопротивление канала - с увеличением стокового напряжения оно растет. Это хорошо согласуется с теоретическими и практическими характеристиками полевых транзисторов [6, 7].
Программа - 9
KP 303 D _ VGS. cir - сопротивление канала от напряжения затвора
.TRAN 0 1
.STEP V3 LIST 0.5V IV 1.5V 2V
.Probe I(V2) V(4) V(3) V(l)
Jl 2 1 0 KP 303 D; подключение транзистора
XI 3 5 4 DIVIDE; подключение делителя
HI 5 0 V 2 1; преобразователь ток - напряжение
VI 1 О PULSE -2001; питание затвора
V 2 3 2; измерительный источник нулевого напряжения
V 3 3 0; питание стока
* Подсхема делителя напряжений
. SUBCKT DIVIDE (А В А/В)
* V(4) = V(l) / V(2), Vout = VA/VB
Rl АО 1MEG
R2 В 0 1MEG
R4A/B 0 1MEG
Gl 0 3 A 0 1; источник тока, управляемый напряжением (ИТУН).
G 2 3 0 POLY (2) B 03000001; полиномиальный источник тока, (ИТУН).
R 3 3 0 100 MEG
Е1 А/В 0 3 0 1; источ-
ник напряжения, управляемый током (ИНУТ),. ENDS
.model KP303D
NJF(Beta=1.5m Betatce=-.5 Rd=l Rs=l Lambda = 4.2m
+ Vto=-2.3 Vtotc=- 2.5m Is = 33.57f Isr = 322.4f N=1 Nr = 2Xti = 3
+ Alpha = 311.7u
Vk = 243.6 Cgd = 2.132p M =.3622 Pb=l Fc =.5
+ Cgs = 2.104p
Kf=23.06E-18 Af=l)
.END
Зависимость сопротивления канала на модели ПТ от тока стока
Пользуясь опытом предыдущего эксперимента, составим соответствующим образом схему измерения (рис. 39), но в цепь стока включим источник линейно нарастающего тока И. Именно его вариации будут образовывать семейство характеристик.
Измерение сопротивления проводится в режиме анализа переходных процессов по директиве. TRAN. При этом пропорционально времени будут увеличиваться ток источника тока И и, соответственно, ток стока ПТ. Разумеется, будет изменяться и напряжение на стоке.
Напряжение стока подадим на вход А делителя, а напряжение с выхода И НУТ, пропорциональное току стока, подадим на его вход В. На выходе делителя мы получим напряжение, пропорциональное сопротивлению канала полевого транзистора. При этом напряжение в вольтах будет соответствовать сопротивлению в омах, а напряжение в киловольтах будет соответствовать сопротивлению в килоомах.
Запустив задание на моделирование (Программа -10), получим семейство характеристик (рис. 40). Это и есть наш искомый результат. Из графиков видно, что с ростом запирающего напряжения на затворе полевого транзистора сопротивление канала растет. При этом в диапазоне напряжений на затворе 0...-0,5 В оно практически не зависит от напряжения на стоке. Таким образом, канал этого полевого транзистора при этих условиях ведет себя как линейный резистор.
Программа -10
KP 303 D _ R. cir - измерение сопротивления канала ПТ.. TRAN 0.01 0.03
. STEP VI LIST -1.75 -1.65 -1.55 -1.4 -1.3-1; вариация напряжения на затворе ПТ.
.Probe I(V2) V(4) V(3) V(l)
V 2 3 2; измерительный источник нулевого напряжения.
Jl 2 1 О KP 303 D
HI 5 О V 2 1; источник напряжения, управляемый током, ИНУТ.
XI 3 5 4 DIVIDE; подключение макромодели делителя напряжений.
II 0 3 PULSE ОМ 300М 0 1; задатчик тока стока транзистора.
VI 1 0; источник напряжения в цепи затвора.
. model KP 303 D NJF (Beta = 1,5 m Betatce = -.5 Rd = 1 Rs = 1 Lambda = 4.2 m + Vto = -2.3 Vtotc =-2.5 mIs = 33.57 fIsr =322.4 fN = l Nr = 2 Xti = 3 + Alpha = 311.7 u Vk = 243.6 Cgd = 2.132 p M =.3622 Pb = l Fc =.5 + Cgs = 2.104 pKf =23.06 E -18 Af = l)
* Подсхема делителя напряжений
. SUBCKT DIVIDE (А В А/В)
* V(4) = V(l) / V(2), Vout = VA/VB
Rl A 0 1MEG
R 2 В О 1 MEG R 4 А/В О 1 MEG
Gl 0 3 A 0 1; источник тока, управляемый напряжением (ИТУН). G 2 3 О POLY (2) B 0300000 1; полиномиальный источник тока, (ИТУН).
R 3 3 О 100 MEG
Е1 А/В 0 3 0 1; источник напряжения, управляемый током (ИНУТ),. ENDS
************************
. END
Шумовые характеристики ПТ
При проектировании усилительных устройств важное значение имеют шумовые свойства компонентов. К шумам полевого транзистора относятся тепловые, избыточные и дробовые шумы.
Тепловой шум вызывается хаотическим движением носителей заряда в проводящей среде, создающим флуктуации тока и напряжения. На средних рабочих частотах полевого транзистора этот источник шума является основным.
Избыточный шум (или i / f - шум) доминирует в области низких частот. Его интенсивность возрастает примерно обратно пропорционально рабочей
частоте. Источником этого шума являются произвольные локальные изменения электрических свойств материалов и их поверхностных состояний. Он в сильной степени зависит от совершенства технологии и качества исходных материалов, но полностью принципиально не устраним. У современных полевых транзисторов с управляющим р - n переходом избыточный шум превышает тепловой только на частотах ниже
0,1 кГц, у МДП - транзисторов он более интенсивен и начинает заметно проявляться с частот, меньших 1...5 МГц.
Дробовый шум создается током утечки затвора. У полевых транзисторов он относительно мал, поэтому его обычно не учитывают. Однако на высоких частотах, когда емкость затвора начинает играть существенную роль он может быть заметен.
Приведем пример сравнения шумовых свойств полевых транзисторов с управляющим р - n переходом J 2 N 3820 (Япония) и КПЗОЗД (Россия). Схема измерения представлена на рис. 41, а задание на моделирование в Программе -11. Используя директивы. АС и. NOISE рассчитаем спектральную плотность выходного шумового напряжения S y вых (f), В 2 / Гц. Из графиков (рис. 42) видно, что транзисторы близки по шумовым свойствам, следовательно, с этой точки зрения, транзистор КПЗОЗД является полноценной заменой J 2 N 3820.
При расчете уровня внутреннего шума имена выходных переменных имеют стандартный вид:
INOISE - эквивалентный уровень ш умового напряжения или тока на входе равный ^5 ВХ экв (^;
ONOISE - уровень напряжения шума на выходе, равный yS (u _ Bbix)(f);
DB (INOISE) - эквивалентный уровень шумового напряжения или тока на входе децибелах;
DB (ONOISE) - уровень напряжения шума на выходе в децибелах.
В программе Probe корень квадратный из спектральной плотности напряжения и тока внутреннего шума выводится в виде V (INOISE), I (INOISE), V (ONOISE).
Для того чтобы обе кривые построить на одном графике, проще всего в задание на моделирование поставить два задания друг за другом простым копированием через буфер обмена, и подставить в каждую часть задания имя интересующей вас модели.
Программа -11
JFETNOIZ.cir - Noise Test Circuit
.PRINT NOISE INOISE ONOISE
.AC DEC 10 10 1MEG; анализировать шумы в полосе 10 МГц
.NOISE V(2) VI
.PROBE
VI 1 0 AC 1 DC -5.9
V2 3 0 15
Rl 2 3 IK
Jl 2 1 0KP303D
*J1 2 1 0J2N3824
*J1 2 1 0J2N3967
* Российский транзистор
.modelKP303D NJF(Beta=1.5mBetatce = -.5Rd=l Rs=l Lambda = 4.2m + Vto=-2.3 Vtotc=-2.5mIs = 33.57fIsr = 322.4fN=l Nr = 2Xti = 3 + Alpha = 311.7u Vk = 243.6 Cgd = 2.132p M =.3622 Pb=l Fc =,5 + Cgs = 2.104pKf=23.06E-18 Af=l Kf=916.6E-18).END
.PRINT NOISE INOISE ONOISE
.AC DEC 10 10 1MEG
.NOISE V(2) VI
.PROBE
VI 1 0 AC 1 DC -5.9
V2 3 0 15
Rl 2 3 IK
*J1 2 1 0 KP303D
Jl 2 1 0J2N3824
*J1 2 1 0J2N3967
* Японские транзисторы
.model J2N3824 NJF(Beta = 436.4u Betatce=-.5 Rd=l Rs = l
Lambda = 5.333m Vto= -2.139 + Vtotc=-2.5m Is=181.3f
Isr=1.747p N=1 Nr = 2 Xti = 3 Alpha = 2.543u
+ Vk=152.2 Cgd = 4p M =.3114 Pb=.5 Fc =.5 Cgs = 4,627p
Kf=378.3E-18
+ Af=l)
.model J2N3820 PJF(Beta= 1.271m Betatce = -.5 Rd=l Rs = l Lambda = 40m Vto = -2.5
+ Vtotc=-2.5m Is = 222.4f Isr = 2.177p N=1 Nr = 2 Xti = 3
Alpha = 29.8u
+ Vk = 400.1 Cgd=13.27pM =.4822Pb=l Fc=.5Cgs=16.58p
Kf =916.6 E -18
+ Af = l)
. END
Тестирование биполярного статически индуцированного транзистора (БСИТ)
Выходные вольтамперные характеристики БСИТ
Полевые МОП - транзисторы, появившиеся в 80- х годах, имели характеристики, близкие к характеристикам идеального ключа, и нашли широкое применение в этом качестве. Однако в современных устройствах преобразования энергии требования к ключам очень высоки. Они должны работать на высоких частотах, при больших токах, быть экономичными. Главный недостаток МОП - транзисторов - малое напряжение стока. Кроме того, сопротивление открытого МОП - ключа растет пропорционально квадрату пробивного напряжения. У лучших экземпляров мощных высоковольтных ПТ напряжение насыщение при рабочих токах достигает 7 В. Соответственно, они рассеивают большую мощность,
производя тепло. В этом отношении биполярные транзисторы значительно превосходят полевые.
Конечно, возникла идея объединить свойства этих приборов в одном корпусе. В результате был создан биполярный транзистор с МОП управлением, названный IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Русское название - БСИТ (биполярный статически индуцированный транзистор). Он сочетает достоинства полевых и биполярных транзисторов.
Структурно БСИТ представляет собой биполярный транзистор, управляемый от низковольтного МОП - транзистора (рис. 43). У этого транзистора практически отсутствуют входные токи, БСИТ имеют отличные динамические характеристики на частотах до 20...50 кГц. Потери в них растут пропорционально току, а не квадрату тока, как у полевых транзисторов. Максимальное напряжение на коллекторе БСИТ ограничено только технологическим пробоем. В настоящее время выпускают БСИТ с рабочим напряжением 2000 В и более. При этом напряжение насыщения у них не превышает 2...3 В при рабочих токах.
Построим семейство выходных характеристик модели биполярного статически индуцированного транзистора IXSH 24 N 60 и, для сравнения, семейство выходных характеристик модели мощного полевого транзистора BUZ 384 (n - MOSFET).
Составим схемы измерения (рис. 44, 45) и тексты заданий на моделирование (Программа -12, Программа -13). Параметром, образующим семейство ВАХ, является напряжение на затворе транзисторов, изменяющееся в диапазоне от 4,5 до 6 В с шагом 0,5 В, а напряжение на коллекторе и, соответственно, стоке будем линейно изменять от 0 до 50 В. После запуска программ получим соответствующие семейства выход ных характеристик модели БСИТ IXSH 24 N 60 (рис. 46) и модели мощного полевого n - MOSFET транзистора BUZ 384 (рис. 47).
Из полученных характеристик видно, что модели действительно отражают свойства реальных приборов и демонстрируют превосходство IGBT - транзисторов над полевыми при работе в ключевых устройствах. Так, напряжение насыщения для IGBT - транзистора IXSH 24 N 60 Usat = 2,27 В при токе 10 А, а у полевого MOSFET транзистора BUZ 384 Usat = 5,6 В при токе 10 А. Разница более чем в 2 раза. Соответственно, в открытом состоянии, при токе ключа 10 А, транзистор IXSH 24 N 60 будет рассеивать меньшую более чем в 2 раза мощность (рис. 48). Значит, аппаратуру можно сделать меньшей по габаритам и легче, а это опять экономия.
Программа -12
IXSH 24 N 60 IGBT Выходные характеристики
. DC V 2 0 50 0.1 VI 4.5 6 0.25
*.DC V2 5 20 0.2
*.OPTIONS ITU = 300 ITL2 = 200
.OPTIONS RELTOL 0.0001
.Probe V(2) I(V2) W(X1)
V 2 2 0
VI 1 0
XI 2 1 0 IXSH 24 N 60
* Текст макромодели БСИТ транзистора.
************************************
.SUBCKT IXSH24N60 71 72 74
* TERMINALS: С G E
*Ic = 600 Volt 40 Amp 75NS N-Channel IGBT
Ql 83 81 85 QOUT
Ml 8182 83 83 MFINL = 1UW=1U
DSD 83 81 DO
DBE 85 81 DE
RC 85 71 35.5M
RE 83 73 3.55M
RG 72 82 3.75
CGE82 83 1.46N
CGC 82 71 IP
EGD 91 0 82 81 1
VFB 93 0 0
FFB 82 81 VFB 1
CGD92 93 9.12N
Rl 92 0 1
Dl 91 92 DLIM
DHV 94 93 DR
R2 91 94 1
D2 94 0 DLIM
LE 73 74 12.5N
DLV94 95 DR 13
RLV 95 0 1
ESD 96 93 POLY(l) 83 81 2 1
MLV 95 96 93 93 SW
.MODEL SW NMOS (LEVEL = 3 VTO = 0 KP = 5)
.MODEL QOUT PNP (IS = 87.5F NF=1.2 BF = 5.1 CJE=10.8N TF = 75N XTB=1.3)
.MODEL MFIN NMOS (LEVEL = 3 VMAX = 200K THETA = 60M ETA = 2M VTO = 4 KP = 2)
.MODEL DR D (IS = 8.75F CJO = 651P VJ=1 M=.82)
.MODEL DO D (IS = 8.75F BV = 600 CJO=1.77N VJ=1 M=.7)
.MODEL DE D (IS = 8.75F BV=14.3 N = 2)
.MODEL DLIMD (IS=100N)
.ENDS
.END
Программа - 13
BUZ 384 n - MOSFET Выходные характеристики
.DC V2 0 50 0.1 VI 4.5 6 0.25
*.DC V2 5 20 0.2
*.OPTIONS ITLl = 300 ITL2 = 200
.OPTIONS RELTOL 0.0001
.Probe V(2) I(V2) W(X1)
V2 2 0
VI 1 0
XI 1 0 2 BUZ334
*n-MOSFET*600V 12A 0.5 Ohm*Add_in_Line.SUBCKT BUZ334 1 2 3
LS 5 2 7N
LD 95 3 5N
RG4 11 5.5M
RS 5 76 3M
D334 76 95 DREV
.MODEL DREV D CJO=1.2N RS = 20M TT = 500N IS = 300P BV = 600
M334 86 11 76 96MBUZ
.MODEL MBUZ NMOS VTO = 3.748 KP = 6.535
M2 11 86 8 8 MSW
.MODEL MSW NMOS VTO = 0.001 KP = 5
M3 86 11 8 8 MSW
COX 11 8 5N
DGD 8 86 DCGD
.MODEL DCGD D CJO = 0.826N M = 0.604 VJ=1.014
CGS 76 11 3.02N
MRDR 86 86 95 86 MVRD
.MODEL MVRD NMOS VTO= -23.94 KP=.O98
LG 4 1 7N
.ENDS
*************************************************************
* Текст макромодели n-MOSFET транзистора.
*************************************************************
*n-MOSFET*200V 22A 0.12 Ohm*Add_in_Line
.SUBCKT BUZ350 1 2 3
LS 5 2 7N
LD 95 3 5N
RG4 11 5.5M
RS 5 76 23M
D350 76 95 DREV
.MODEL DREV D CJO=.8N RS = 20M TT = 270N IS = 300P BV = 200
M350 86 11 76 76 MBUZ
.MODEL MBUZ NMOS VTO = 3.366 KP = 23.29
M2 11 86 8 8 MSW
.MODEL MSW NMOS VTO = 0.001 KP = 5
M3 86 11 8 8 MSW
COX 11 8 2N
DGD 8 86 DCGD
.MODEL DCGD D CJO=1.103N M = 0.53 VJ = 0.984
CGS 76 11 1.6N
MRDR 86 86 95 86 MVRD
.MODEL MVRD NMOS VTO=- 10.24 KP=1.65
LG 4 1 7 N
. ENDS
. END
Ключевые характеристики БСИТ
Биполярный статически индуцированный транзистор используется как силовой ключевой элемент. С помощью испытательной схемы (рис. 49) можно посмотреть, как он работает с индуктивной нагрузкой (нагрузку можно задать произвольно). На вход схемы подан трапецеидальный импульс с крутым фронтом и пологим срезом. Задание на моделирование - в Программе -14, результаты - на рис. 50.
Программа -14
IXSH 24 N 60 Switching Test. OPTIONS RELTOL =.0001. TRAN IN 4000 N. Probe V (3) I (V 2) V (l) Rl 1 2 100 R 2 2 0 100 R 3 4 5 100
LI 3 4 50UH
V2 5 0 300
VI 1 0 PULSE 0 20 200n lOn 500N 1U
XI 3 2 0 IXSH 24 N 60
* Текст макромодели БСИТ транзистора.
.SUBCKT IXSH24N60 71 72 74
* TERMINALS: С G E
* Ic = 600 Volt 40 Amp 75NS N-
Channel IGBT
Ql 83 81 85 QOUT
Ml 8182 83 83 MFINL=1UW=1U
DSD 83 81 DO
DBE 85 81 DE
RC 85 71 35.5M
RE 83 73 3.55M
RG 72 82 3.75
CGE82 83 1.46N
CGC 82 71 IP
EGD 91 0 82 81 1
VFB 93 0 0
FFB 82 81 VFB 1
CGD92 93 9.12N
Rl 92 0 1
Dl 91 92 DLIM
DHV 94 93 DR
R2 91 94 1
D2 94 0 DLIM
LE 73 74 12.5N
DLV 94 95 DR 13
RLV95 0 1
ESD 96 93 POLY(l) 83 81 2 1
MLV 95 96 93 93 SW
.MODEL SW NMOS (LEVEL = 3 VTO = 0 KP = 5)
.MODEL QOUT PNP (IS = 87.5F NF=1.2 BF = 5.1 CJE=10.8N T = 75N XTB=1.3)
.MODEL MFIN NMOS (LEVEL = 3 VMAX = 200K 'HETA = 60M ETA = 2M VTO = 4 KP = 2)
.MODEL DR D (IS = 8.75F CJO = 651P VJ=1 M=.82)
.MODEL DO D (IS = 8.75F BV = 600 CJO=1.77N VJ=1 M=.7)
.MODEL DE D (IS = 8.75F BV=14.3 N = 2)
.MODEL DLIMD (IS = 100N)
.ENDS
