Разработка СВЧ усилителей мощности класса А за один цикл проектирования, используя только S-параметры
Автор: Иван Бошнаков, ivanb@aerial.co.uk
Источник: журнал EDA Expert #9 - CHIP NEWS #1' 2005
Перевод Ю.Потапова, potapoff@eltm.ru
Оригинал статьи: http://chip-news.ru/archive/chipnews/200501/Article_12.pdf
В данной статье описывается процедура проектирования СВЧ усилителей мощности класса A, базируясь только на S-параметрах используемых транзисторов. Для разработки используются две программы: система моделирования СВЧ схем общего назначения (Microwave Office) и специализированная программа для проектирования СВЧ линейных усилителей (MultiMatch). Использование пакета Microwave Office обусловлено наличием в нем интегрированного модуля электромагнитного анализа топологий.
Метод проектирования по мощностным параметрам
При разработке усилителей класса A для вычисления значения оптимальной передачи и возвратных потерь по входу/выходу S-параметры, измеренные в рабочей точке транзистора. Если для транзистора в комбинации с S-параметрами доступны шумовые параметры, то тогда проект может быть выполнен для достижения оптимального коэффициента шума (NF, Noise Figure) и коэффициента усиления по мощности (Ganopt). Максимальная выходная мощность усилителей класса А обычно определяется как значение выходной мощности, при котором значение коэффициента передачи по мощности падает на 1 дБ относительно линейного малосигнального режима — P1dB. S-параметры сами по себе не позволяют контролировать эту выходную мощность P1dB, получаемую в каждом отдельном каскаде разрабатываемого усилителя. Поэтому, аналогично тому, как шумовые параметры транзистора используются для обеспечения шумовых характеристик усилителя, для обеспечения точки P1dB нужны кокие то мощностные параметры.
Одним из методов проектирования и анализа точки P1dB является использование нелинейных моделей транзисторов и системы моделирования нелинейных схем на основе метода гармонического баланса. Главная проблема здесь кроется в том, что нелинейные модели используемых транзисторов не всегда доступны проектировщикам. Производители транзисторов очень редко предоставляют клиентам нелинейные модели, так как оборудование и программное обеспечение для их экстракции, как правило, достаточно дороги, и лишь немногие компании могут позволить себе такую роскошь. То же самое можно сказать про метод, использующий тюнеры для получения оптимального входного и выходного импедансов или нагрузочных контуров постоянной мощности транзистора. Разумеется, все эти методы неизбежны, если усилитель работает в глубоком нелинейном режиме, или требуется информация о нелинейных искажениях проходящего через усилитель сигнала.
Криппс (Cripps) в своей обычной манере использования обыкновенного здравого смысла представил в литературе [2], [3] и [4] разработанный им подход оценки максимально достижимой мощности каскадов усиления, работающих в режиме с малой нелинейностью (Class A). При таком подходе, транзистор аппроксимируется очень простой эквивалентной моделью, содержащей внутренний управляемый напряжением источник (генератор), а также паразитные выходные параллельно включенный конденсатор и последовательно включенную индуктивность. Слабая нелинейность игнорируется, и крутизна характеристики транзистора рассматривается как линейная выше точки отсечки и ниже точки насыщения. При всех описанных выше допущениях Криппс разработал линейное математическое выражение, связывающее нагрузочную линию и пределы тока и напряжения на генераторе с внешней нагрузкой и передаваемой в эту нагрузку мощностью. Он показал, что соотношение между внутренней нагрузочной линией и внешним импедансом может быть представлено на диаграмме Смита в виде контуров с одинаковой выходной мощностью (load-pull).
Описанный подход стал очень популярным, так как был достаточно простым и позволял получить удовлетворительные результаты в большинстве практических случаев. Простая эквивалентная модель из трех элементов может быть легко получена, когда полная линейная эквивалентная схема согласуется с набором S-параметров конкретного транзистора. Тем не менее, такой подход не всегда бывает достаточным. Некоторые его ограничения связаны с тем, что он не позволяет учитывать обратную связь или потери в транзисторе. В статье [3] Криппс указывает, что нет никаких проблем включить представленное в статье уравнение в любой линейный симулятор, чтобы рассчитывать мощностные характеристики так, как сейчас это делается для расчета коэффициента шума. Кроме того, он показал, что, будучи слегка модифицированным, его метод может учитывать и обратные связи.
Метод Криппса является идейной основой для применения мощностных параметров в программном обеспечении компании AMPSA [1] и которые более подробно описанном в книга Абри [5]. Автор использовал математическую отображающую функцию, для получения соотношения между "внутренним напряжением и внешним напряжением, а также внутренним выходным током". Эта инновация в весьма элегантной форме снимает все ограничения метода Криппса. Мощностные параметры учитывают обратную связь и потери, а также изменения в конфигурации транзистора. Это делает данный подход универсальным и применимым для большинства проектов усилителей, так как он позволяет получить значение точки компрессии P1dB для каждого каскада многокаскадного усилителя с учетом взаимодействия с окружающими каскадами. Интересно то, что поведение мощностных параметров очень похоже на поведение шумовых параметров. Точка P1dB не зависит от импеданса источника аналогично тому, как коэффициент шума не зависит от импеданса нагрузки. Обратная связь (последовательная или параллельная) влияет на значение P1dB подобно, как и на коэффициент шума. Однако, мощностные параметры имеют одно существенное отличие от шумовых: они не требуют специального и дорогостоящего оборудования и тщательной процедуры калибровки и измерения. Единственная информация, которая необходима для их получения это наличие линейной модели транзистора, рабочая точка, границы линейности вольт-амперной характеристики и наклон этих границ (если доступно). Если малосигнальная модель транзистора недоступна, она может быть получена из набора S-параметров.
Используемое программное обеспечение
Расчет мощностных параметров может быть реализован в любой системе моделирования линейных схем, но в настоящое время он доступен только в программе MultiMatch Amplifier Design Wizard. Программа MultiMatch является специализированной программой, предназначенной для разработки усилителей и генераторов. Она комбинирует возможности системы линейного моделирования схем в частотной области с функциями итерационного синтеза пассивных цепей. В процессе работы программы могут быть получены два типа пассивных цепей. Первый тип представляет цепей модифицирующые транзистора — модифицирующие цепи, как они определенны в программе MultiMatch. Модифицирующие цепи обычно содержат резисторы, представляющие собой или нагрузку, или параллельную или последовательную обратную связь, или и то, и другое одновременно. Другой тип синтезируемых цепей представляет собой реактивные цепи согласования без потерь. В исходный набор данных, необходимых для синтеза пассивных цепей, входят: коэффициент передачи, возвратные потери, коэффициент стабильности, коэффициент шума, точка компрессии P1dB, стартовая частота генератора, диапазон перестройки частоты и так далее. То есть конечной целью проектирования являются именно усилитель или генератор, а не просто пассивная цепь.
Программа MultiMatch дает возможность эффективно разрабатывать линейные СВЧ усилители мощности, но для получения качественного результата с первого раза, как показано в литературе [6] особое внимание следует уделить неоднородности цепей согласования СВЧ транзисторов. Это может быть достигнуто благодаря использованию программы MultiMatch в связке с программным пакетом, включающим модуль электромагнитного моделирования топологических структур. Также как и в статье [7], для проектирования усилителя был выбран пакет Microwave Office, так как он представляет собой достаточно мощную систему моделирования, имеющую дружественный пользовательский интерфейс и поддерживающую прикладной интерфейс API, дающий возможность взаимодействия с другими программными средствами. В случае с программой MultiMatch был реализован следующий способ взаимодействия: в процессе экспорта создавался специальный скрипт-файл, в процессе выполнения которого в среде Microwave Office выполнялось преобразование файла схемы MultiMatch в файл схемы Microwave Office.
Постановка задачи
В описываемом ниже примере требовалось разработать 5 Вт класса А усилитель мощности диапазона 2.1 – 2.2 ГГц и коэффициентом передачи 10 – 11 дБ, который в последствии будет использоваться в качестве плеча балансного усилителя на 10 Вт. В усилителе использован транзистор Mitsubishi MGF909A, имеющий точку компрессии P1dB минимум 37 дБм в рабочей точке 10 В и 1.3 А, для которого имелся набор S-параметров в данной рабочей точке, но не имелось никакой нелинейной модели или нагрузочных данных.
Процедура проектирования
Процесс проектирования начитается в программе MultiMatch. Задается диапазон рабочих частот проекта 2.075 – 2.225 ГГц с шагом 25 МГц, параметры подложки и другие необходимые данные, после чего выполняется команда начала модифицирования транзистора (рис. 1).
Рис. 1. Начальное окно процедуры модифицирования транзистора.
Первым делом при проектировании усилителя для обеспечения требуемой точки компрессии P1dB является подгонка линейной модели транзистора под его S-параметры. На рисунке 2 изображено предназначенное для этих целей диалоговое окно. Измеренные S-параметры и параметры, ассоциированные с линейной моделью после такой подгонки, показаны на рисунке 3. Обратите внимание на рисунке 2 на средства оптимизации и возможности отображения вспомогательных характеристик. В этом же окне задается рабочая точка по постоянному току и границы вольтамперной характеристики. После того, как выполнена подгонка модели и заданы границы нагрузочной кривой, программа MultiMatch может рассчитать мощностные параметры и оценить значение P1dB.
Рис. 2. Средства подгонки модели транзистора.
Рис. 3. Диаграмма Смита, показывающая результат подгонки модели
Следующим шагом является общая оценка возможностей транзистора. Анализ показывает, что наилучшее значение точки компрессии P1dB по выходу может достигать 38 дБм и при согласовании выхода для достижения этого максимального значения передача может составить 13 дБ. Зависимости коэффициента устойчивости от частоты показывают, что транзистор безусловно устойчив в диапазоне частот выше 1.8 ГГц и становится менее устойчивым по мере снижения частоты. На этом этапе можно заставить программу MultiMatch синтезировать модифицирующые цепи по входу, состоящие из резисторов, которые дополнительно стабилизировали бы транзистор, выравнивали зависимость коэффициента передачи от частоты и выполняли предварительное согласование транзистора. В некоторых случаях, когда транзистор имеет слишком малый входной импеданс, подобная цепь может оказаться трудно реализуемой физически из дискретных компонентов для поверхностного монтажа. Поэтому было решено сначала выполнить синтез выходных и входных цепей согласования, а уже затем на вход усилителя добавить цепь, обеспечивающую требуемый коэффициент устойчивости на низких частотах.
Следующим действием был запуск команды начала синтеза выходной цепи отдельного транзисторного каскада. Программа MultiMatch Amplifier Design Wizard через последовательность диалоговых окон руководит действиями пользователя по заданию всех необходимых параметров. Диалоговое окно для задания контуров с одинаковой выходной мощностью в точке компрессии P1dB показано на рисунке 4. Сами контуры показаны на рис. 5. Следующие далее диалоговые окна с подобными таблицами позволяют выбрать значения импеданса, которое требуется для обеспечения точки компрессии P1dB. Следует помнить, что при перемещении по контуру выходная мощность остается постоянной, но другие параметры схемы будут варьироваться.
Рис. 4. Окно задания контуров с одинаковой выходной мощностью.
Рис. 5. Вид контуров на диаграмме Смита.
В нашем случае программа MultiMatch была настроена таким образом, чтобы выбрать импеданс в котором обеспечивается максимальное значение точки компрессии P1dB. Как только значение нагрузки определено программа MultiMatch переключается в режим синтеза и выходной цепи согласования. Процедура синтеза выполняется в интерактивном режиме, поэтому от разработчика для быстрого получения хорошего результата потребуется некоторый навык работы в данной программе. Именно на этом этапе проектирования разработчику следует начинать беспокоиться об эффектах, связанных с наличием неоднородностей в микрополосковых линиях синтезируемой цепи. Несколько первых запусков процедуры синтеза призваны оценить неоднородности, которые могут принести максимальные проблемы, а также возможные пути устранения этих проблем. Вполне очевидно, что самая большая неоднородность возникает в точке соединения выходного вывода транзистора шириной 0.6 мм и первой линией цепи согласования, имеющий малый импеданс (13.4 Ом, ширина 10 мм), поэтому было принято решение оценить частотные характеристики такого скачка ширины с помощью модуля EM моделирования пакета Microwave Office. На рисунке 6 показана анализируемая структура и рассчитанное распределение токов в ней. Распределение токов наглядно показывает области структуры, где неоднородность проявляется максимально, что позднее было учтено для сдвига опорных плоскостей для экстракции ее S-параметров (рис. 7).
Рис. 6. Скачок ширины микрополосковой линии со смоделированным распределением тока.
Рис. 7. Сдвиг опорных плоскостей на моделируемой EM структуре
Полученные S-параметры скачка ширины были импортированы в программу MultiMatch (рис. 8) и синтез выходной цепи согласования, обеспечивающей максимальное значение точки компрессии P1dB, был продолжен. Результат синтеза показан на рисунке 9 в виде схемы и на рисунке 10 в виде топологии.
Рис. 8. Смоделированные модели скачка ширины микрополоска добавлены в схему усилителя.
Рис. 9. Синтезированная схема выходной цепи согласования транзистора.
Рис. 10. Топология полученной цепи согласования.
Высокоомный четвертьволновый (в центральной точке анализируемого частотного диапазона) параллельно включенный шлейф, соединенный с землей через конденсатор не является частью синтезированной схемы, так как он был добавлен вручную для обеспечения подвода питания к транзистору.
Синтез входной цепи согласования для обеспечения максимальной передачи выполнялся аналогичным образом. Стабилизирующая цепь, добавленная непосредственно на вход усилителя, содержит резистор и шлейф, который замыкается на землю по высокой частоте через конденсатор. Она тоже работает как цепь смещения. Топология всего усилительного каскада показана на рисунке 11.
Рис. 11. Синтезированная топология усилительного каскада.
Подробное описание процесса синтеза цепей согласования здесь опущено, но оно хорошо представлено в статье [7]. Результаты моделирования полученной схемы показывают, что каскад имеет точку компрессии P1dB не ниже 37.5 дБм во всем диапазоне частот. Частотные зависимости коэффициента передачи и возвратных потерь по входу и выходу устройства показаны на рисунке 12. Он был получен в программе Microwave Office, куда для простоты обработки, в виде S-параметров были импортированы данные, рассчитанные в программе MultiMatch.
Рис. 12. Частотные зависимости коэффициента передачи и возвратных потерь, полученные в программе MultiMatch
Несмотря на то, что мы уже учли самую большую неоднородность схемы, в ней еще присутствует несколько элементов, не имеющих описания простой моделью и требующих дополнительного анализа. Чтобы учесть их влияние на характеристики усилителя, дальнейшее проектирование выполнялось в пакете Microwave Office. Чтобы оценить и исключить паразитное влияние неоднородностей, полученная выходная цепь согласования была выделена в отдельный файл, смоделирована в MultiMatch и в виде подсхемы, описанной S-параметрами, импортирована в проект Microwave Office. Полная схема выходной цепи также была импортирована в программу Microwave Office (рис. 13). Автоматически полученная по ней топология представлена на рисунке 14.
Рис. 13. Выходная цепь согласования после передачи в пакет Microwave Office.
Рис. 14. Автоматически полученная в Microwave Office топология выходной цепи согласования.
Часть топологии без изогнутых линий была промоделирована в модуле EM анализа, и рассчитанные значения S11 были сравнены с полученными из программы MultiMatch. Некоторое расхождение было компенсировано небольшим изменением размеров элементов EM структуры, в достаточно удобном редакторе топологий программы Microwave Office. На диаграмме Смита на рисунке 15 красным цветом показаны результаты моделирования из программы MultiMatch, зеленым цветом — результаты моделирования EM структуры до подстройки, а синим цветом — после подстройки топологии. Напомним, что полученные в программе MultiMatch параметры S11 выходной цепи обеспечивают максимальную точку компрессии P1dB усилительного каскада, и поэтому результаты EM анализа должны подстраиваться под них.
Рис. 15. Сравнение параметров S11 выходной цепи согласования.
На рисунке 16 показано сравнение двух топологий выходной цепи согласования до (черным цветом) и после подстройки (зеленым цветом).
Рис. 16. EM структуры, моделирующие выходную цепь согласования до и после подстройки.
Может возникнуть разумный вопрос, зачем мы моделировали скачок ширины микрополоска перед синтезом цепи согласования с помощью программы MultiMatch в самом начале работы, в то время как потом мы моделировали его в составе топологии показанной на рисунке 16? Опыт показывает, что если это не сделать, то линия значений параметров S11 до подстройки (зеленая линия на рис. 15) будет располагаться значительно дальше от цели (красная линия на рис. 15). В этом случае подстройка топологии окажется более сложной и потребует значительных изменений или будет невозможной во всем диапазоне частот.
Аналогичный подход использовался для настройки входной цепи согласования по результатам EM моделирования, но здесь главным критерием было достижение максимального коэффициента передачи усилителя, подгонка под полученные в программе MultiMatch данные. Окончательная топология усилителя показана на рисунке 17. Позднее к ней были добавлены цепи питания и управления, была получена печатная плата и построен первый макет (рис. 19). На рисунке 18 показано сравнение результатов моделирования и измерения полученного усилителя по усилению и согласванию по входу и выходу. Точка компрессии P1dB в диапазоне 2050 – 2250 МГц получилась не хуже 38 дБм.
Рис. 17. Окончательная топология СВЧ части усилителя.
Рис. 18. Сравнение результатов моделирования и макетирования усилителя.
Рис. 19. Макет усилителя.
Результаты измерений, показанные на рисунке 18, были получены сразу после включения питания макета без каких-либо дополнительных настроек. Хорошее их совпадение с результатами моделирования подтверждает правильность выбранного и описанного здесь метода, и дает возможность утверждать что с помощью описанной выше процедуры можно получить правильную топологию СВЧ усилителя мощности всего за один цикл проектирования.
Рекомендации
Обратите внимание, что частотные зависимости коэффициента передачи и возвратных потерь смешены несколько выше центра диапазона 2.1 – 2.2 ГГц. Это было сделано специально в процессе проектирования, так как опыт показывает, что комбинация эффектов наличия допусков на параметры компонентов, технологических допусков или, вообще, ошибок проектирования сдвигает конечные характеристики вниз по частоте. В нашем случае этого не произошло, но да если бы и произошло, настройка усилителя в нижней части диапазона всегда проще и не оказывает сильного вредного влияния на общие характеристики.
Измеренные возвратные потери макета усилителя получились также достаточно хорошими. У неопытного разработчика может сложиться мнение, что если усилитель был разработан исходя из критериев оптимального согласования по входу и выходу, базируясь только на S-параметрах, то он автоматически обеспечивает максимальную точку компрессии P1dB. Это заблуждение встречается очень часто, несмотря на то, что предмет был тщательно проанализирован в статье Криппса [4]. Достаточно лишь, используя возможности программы MultiMatch по анализу мощностных параметров, одновременно отобразить на диаграмме Смита контуров с одинаковой выходной мощностью и окружности максимального усиления (рис. 20). Здесь контуры мощности нарисованы с шагом 1 дБ, а окружности усиления с шагом 0.5 дБ. Очевидно, что точка с максимальным коэффициентом передачи лежит в стороне от точки с максимальным значением P1dB и не добирает до него как минимум 3 дБ.
Рис. 20. Контуры постоянной мощности и окружности постоянного усиления.
Заключение
В статье описывается процедура проектирования линейных СВЧ усилителей мощности (Class A), в которой в качестве исходных данных используются только S-параметры транзистора, полученные в режиме малого сигнала. Методика базируется на использовании программы MultiMatch Amplifier Design Wizard, предоставляющей разработчику мощные средства синтеза согласующих цепей для обеспечения требуемых усилительных и динамических характеристик в заданном частотном диапазоне. Пакет Microwave Office и его программа EM моделирования использовалась совместно с программой MultiMatch для выполнения точного электромагнитного анализа цепей согласования и их подстройки для снижения паразитных эффектов.
Литература
1. MultiMatch RF and Microwave Impedance-Matching Amplifier and Oscillator Synthesis Software, Somerset West: Ampsa (Pty) Ltd.; http://www.ampsa.com.
2. Cripps, S.C., “A Theory for the Prediction of GaAs Load-Pull Power Contours”, IEEE-MTT-S Int’l. Microwave Symposium Digest, 1983, pp 221-223.
3. Cripps, S.C., “GaAsFET Power Amplifier Design”, Technical Notes 3.2, Palo Alto, CA: Matcom, Inc.
4. Cripps, S.C., RF Power Amplifies for Wireless Communications, Artech House, 1999, ISBN 0-89006-989-I.
5. Abrie, Pieter L.D., Design of RF and Microwave Amplifiers and Oscillators, Artech House, 2000, 1SBN -0-89006-797-X
6. Arntz, B., “Analyzing Abrupt Microstrip Transitions”, RFdesign, March 2002, pp 22-32.
7. Ivan Boshnakov, Jon Divall, “Tandem RF software programs streamline the design of power amplifiers”, Planet Analogue and Microwave Engineering – online feature only, December 2002.
