![]() |
![]() |
|
![]() |
Проектирование монолитного усилителя мощности диапазона 8-12 Ггц с помощью программ автоматизированного синтезаАвторы: Ф.И. Шеерман, Л.И. Бабак, А.А. Баров, В.А. Вьюшков Источник: Опубликовано в сборнике докладов конференции "Электронные средства и системы управления",Томск 2005
ВведениеПроектирование СВЧ усилителя - весьма трудоемкая задача, требующая от инженера хороших знаний, опыта и времени. Значительно ускорить и упростить процесс проектирования усилителей позволяет применение комплекса программ автоматизированного синтеза, разработанного на кафедре «Компьютерные системы в управлении и проектировании» ТУСУР. Комплекс, среди прочих, включает следующие программы:
Программы реализуют декомпозиционный метод синтеза - систематический подход к проектированию СВЧ полупроводниковых устройств [1]. В ряде работ было рассмотрено применение комплекса программ к проектированию линейных и малошумящих СВЧ усилителей. В настоящем докладе предлагается методика автоматизированного проектирования усилителей мощности СВЧ диапазона, основанная на совместном использовании программы моделирования нелинейных СВЧ цепей и программ автоматизированного синтеза. Методика рассмотрена на примере проектирования монолитного усилителя мощности диапазона 8-12 ГГц. Описание процедуры проектированияК усилителю предъявлялись следующие требования: полоса пропускания 8-12 ГГц; коэффициент усиления G >10 дБ; неравномерность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) ΔG = ± дБ; входной и выходной коэффициенты отражения m1 = |S11| ≤ -10 дБ, m2 = |S22| ≤ -10 дБ; выходная мощность при сжатии амплитудной характеристики на 1дБ Р1dB >20 дБм (100 мВт); усилитель должен быть безусловно устойчивым во всем диапазоне частот, т.е. K ≥ 1, где K - инвариантный коэффициент устойчивости. Построение модели транзистора. В качестве активного элемента использован GaAs полевой транзистор с барьером Шотки, выполненный по технологии НИИПП, г. Томск (длина затвора 0,35 мкм, ширина затвора 900 мкм). В пакете Microwave Office (MWO) построена нелинейная модель транзистора для режима большого сигнала (модель TOM1). С этой целью вначале с помощью программы FETCAD по физическим и геометрическим параметрам транзистора, а также результатам измерения СВЧ характеристик определена линейная эквивалентная схема. Далее на основе этой схемы и измерения вольтамперных характеристик получены параметры нелинейной модели. Моделирование показало, что на частоте 12 ГГц транзистор обеспечивает выходную мощность Р1dB=25 дБм при коэффициенте усиления 6 дБ (Vds=5В, Id=150 мА). Таким образом, усилитель должен содержать два каскада. Структурная схема усилителя приведена на рис. 1. Задача проектирования сводится к последовательному синтезу выходной, межкаскадной и входной СЦ. Синтез выходной СЦ. Выходная цепь трансформирует сопротивление Z0=50 Ом в нагрузочный импеданс оконечного каскада ZL2, который выбирается из условий: Pout ≥ 23 дБм, GP2 > 6 дБ, где Pout2 и GP2 - соответственно выходная мощность и коэффициент усиления каскада при условии согласования на входе. В соответствии с ДМС [1], для синтеза выходной СЦ необходимо получить области допустимых значений (ОДЗ) EL2 импеданса ZL2, соответствующие указанным условиям. С этой целью в среде MWO на плоскости ZL2 для 5 частот в диапазоне 8-12 ГГц были рассчитаны нагрузочные характеристики транзистора Pout2=23 дБм (для постоянной входной мощности Pin2=17 дБм) и окружности усиления в режиме малого сигнала ОДЗ EL2 (fk) на каждой частоте f (k=1,...,5) были найдены как общие части (пересечения) областей Pout2 > 23 дБм и GP2 >6 дБ (рис. 2а). Задача синтеза выходной СЦ состоит в определении структуры и элементов реактивной цепи, входной импеданс которой ZL2 (f) попадал бы на частотах fk в соответствующие ОДЗ EL2 (fk). Эта задача решена с помощью программы визуального проектирования LOCUS [2]. Полученная цепь (L11, L12, C11) приведена на рис.3, а годограф ее импеданса - на рис.2а. Синтез межкаскадной СЦ.Межкаскадная цепь трансформирует входной импеданс Zin2 оконечного каскада в импеданс ZL1, который влияет на выходную мощность Pout1 и коэффициент усиления GP1 первого каскада. Значения Pout1 должны быть выбраны таким образом, чтобы обеспечить на всех частотах необходимый уровень входной мощности оконечного каскада: Pput1 (f) ≥ Pout20 /GP2 (f), где Pout20=23 дБм - требуемая выходная мощность; GP2 (f) - коэффициент усиления оконечного каскада с синтезированной выходной СЦ при условии согласования на входе. Значения GP2 ( f ) получены в результате моделирования каскада в среде MWO (Рin2=17дБм). Требуемые значения Pout10(f) (табл.1) выбирались больше рассчитанных на 0,5 дБ в связи с потерями в межкаскадной СЦ реального монолитного усилителя. ОДЗ EL1 (fk) импеданса ZL1 были получены так же, как и для оконечного каскада, в соответствии с условиями Pput1 > Pput10, GP1 ≥ 6 дБ (рис.2б). Построение нагрузочных характеристик транзистора Pout1 = Pout10 выполнено при условии согласования на входе для постоянной входной мощности Pin1 =11 дБм. Теперь требуется синтезировать нагруженную на импеданс Zin2 реактивную цепь, входное сопротивление ZL1(f) которой на частотах fk должно попадать в ОДЗ EL1 (f). Сведем эту задачу к широкополосному согласованию двух комплексных нагрузок, воспользовавшись методом «зеркальных» импедансов [3]. Вначале найдем «зеркальную» цепь, значения импеданса Zimage которой располагаются в пределах ОДЗ EL1 (f). «Зеркальная» цепь представляет собой двух- или трехэлементную RLC-цепочку с отрицательными реактивными элементами и положительным резистором. Теперь будем решать задачу синтеза реактивной цепи, согласующей импеданс генератора = Zimage (т.е. импеданс такой же RLC-цепочки, но с положительными элементами) с импедансом нагрузки Zin2. Если найденная СЦ обеспечивает низкий уровень отражений, тогда ее входной импеданс ZL1 (рис.1) отвечает условию ZL1 ≈ ZS* = Zimage, т.е. годограф ZL1(f) будет близок к годографу «зеркальной» цепи Zimage (f) . «Зеркальная» цепь, найденная с помощью программы LOCUS, и ее годограф импеданса показаны на рис. 2б (R=19.9 Ом, С=-0.67 пФ). Заметим, что для повышения точности метода «зеркальных» импедансов (уменьшения уровня отражений) следует выбирать «зеркальную» цепь с наименьшей добротностью, т.е. с наименьшим отношением |ImZimage| /ReZimage . Для синтеза цепи, согласующей два комплексных импеданса, воспользуемся программой GENESYN, основанной на генетических алгоритмах. Полученная межкаскадная СЦ (L21, L22) показана на рис. 3. Синтез входной СЦ Входная СЦ синтезирована с использованием программы REGION из условия обеспечения согласования на входе. В программу загружался файл формата s2p, описывающий двухкаскадный усилитель без входной СЦ, затем устанавливались требования на коэффициент усиления и коэффициенты отражения усилителя: 13 дБ < G < 23 дБ; m1 ≤ 0,33; m2 ≤ 0,33. В результате получены ОДЗ на плоскости импеданса входной СЦ ZS1, представленные на рис. 2в. По областям с помощью программы LOCUS синтезирована цепь L31, С31, L32 (рис.3), годограф ее импеданса ZS1 (f) также показан на рис.2в.
Полученная схема усилителя мощности приведена на рис. 3. Следует отметить, что на каждом шаге программы LOCUS и GENESYN позволяли получить несколько различных вариантов СЦ, отличающихся структурой и элементами. Из этих вариантов были выбраны СЦ, удобные с точки зрения реализуемости и подачи питания на транзистор. На последнем этапе идеальные пассивные элементы в схеме усилителе (рис. 3) заменены моделями монолитных элементов в технологии НИИПП, добавлены цепи питания и проведена окончательная оптимизация усилителя в пакете MWO. Полученная топология монолитного усилителя мощности представлена на рис. 5б, размеры кристалла 1,2x1,8 мм. Результаты моделирования малосигнальных параметров рассеяния и выходной мощности Pout (Рin=11дБм) усилителя показаны на рис. 5а. Максимальная выходная мощность при сжатии 1дб составила Р1dB = 24 дБм. Напряжение питания 5В, потребляемый ток 300 мА. Усилитель устойчив во всем рабочем диапазоне частот. Настоящая работа выполнена при финансовой поддержке Министерства образования и науки РФ (грант 2005 г. по программе «Развитие научного потенциала высшей школы»). Литература1. L.I. Babak, "Decomposition synthesis approach to design of RF and microwave active circuits", in IEEEMTT-S Int. Microwave Sym. Dig., vol.2, Phoenix, AZ, May 2001, pp. 11671170. 2. Бабак Л.И., Черкашин М.В., Зайцев Д.А. Интерактивная процедура "визуального" проектирования корректирующих и согласующих цепей полупроводниковых СВЧ устройств // Материалы межд. научн.-практ. конф. "Электронные средства и системы управления", Томск, изд-во института ОА СО РАН, 2004, Ч.1, -С.45-49. 3. Medley M.W., Allen J.L., "Broad-band GaAs FET amplifier design using negative-image device models", IEEE Trans. Microwave Theory Techn., V. MTT-27, Sep. 1979, pp. 784-788. |
![]() |
![]() |
![]() |
|
![]() |
![]() |