Джерело: Journal of Lightwave Technology. – 2007. – Vol. 25. – No. 11. – P. 3358–3365. – ISSN: 0733-8724.
Режим доступу 1: http://www.opticsinfobase.org/abstract.cfm?id=154230
Режим доступу 2: http://ieeexplore.ieee.org/xpl/freeabs_all.jsp?arnumber=4397134
Анотація – ця стаття описує недорогу схему реалізації побудови розподілених антенних систем з використанням концепції фотонних-активних інтегрованих антен (PhAIA), згідно з якою фотонні пристрої інтегровані безпосередньо в одній конструкції з плоскими антенами. Вхідний опір вимірюється для 850-нм лазерів вертикального випромінювання і фотодіодів з 0-10 ГГц, які під’єднані безпосередньо до невипромінюючого краю антени прямокутного мікрополоскового патча. Підсилення у каналі зв’язку, при 1-дБ у точці ущільнення, і непаразитний динамічний діапазон вимірювалися у лінії зв'язку. Дуплексна система, яка не повністю оптимізована випробовувалася на багатомодовому волокні (MMF) у 300-м лабораторії і у 220-м будинку на не працюючому каналі волоконно-оптичного кабеля (темно-волокній лінії). Показані результати на пропускну здатність і сигнал-шум, також у цій статті відображено, що такі системи можуть успішно використовуватися в радіочастотному (РЧ) діапазоні на відстанях до 10-м, при зниженні пропускної здатності, без будь-якого розширення РЧ діапазону.
Ключові терміни – антена, фотодіод, волоконно-ефірна структура (англ. radio-over-fiber, RoF), лазер поверхневого випромінювання з вертикальним об’ємним резонатором (VCSEL).
Концепція фотонних активних інтегрованих антен (PhAIA) є близькою до інтеграції фотонних пристроїв з антенами [1]; це розширення концепції відомих активних інтегрованих антен (AIA) з НВЧ-техніки (НВЧ-інженерії) [2]. Той факт, що фотонні пристрої та антени сильно інтегровані засоби означає, що можна досягти найбільш ефективного імпедансу, а це (узгодження) призведе до підвищення коефіцієнта передачі лінії[3]. Це також може призвести до сильного спрощення конструкції і зменшення витрат на виробництво. Ці ідеї можуть бути продовжені до повної монолітної інтеграції, а деякі роботи вже було зроблено на інтеграції фотодіода (PD) і антени [4], проте до цих пір ідеї активних інтегрованих антен (AIA) не поширювались на інтеграцію лазера і антени.
Існує багато актуальних недорогих систем переходу з оптичного на бездротовий канал зв’язку (WoF) [5] - [7] для транспортування сигналів від мобільних телефонів і WiFi усередині будівель. У таких комплексах як цей, вартість буде мати вирішальне значення, а за допомогою фотонних активних інтегрованих антен (PhAIA-антен) можна буде досягнути важливих переваг.
Рис. 1. Конфігурація системи.
Ця стаття представляє результати використання для дуплексної WoF системи VCSEL-лазерів і фотодіодів (PD) інтегрованих в одній конструкції з мікрополосковою антеною. Схема побудови каналу зв’язку показано на рис. 1. Тут, USB (universal-serial-bus) бездротовий адаптер стандарту 802.11b використовується в якості точки доступу; він (адаптер) під’єднаний за допомогою коаксіального спліттера (розщеплювача) до VCSEL-передавача і PD-приймача. Досліджено два типи волоконно-оптичної лінії: по-перше, у лабораторних умовах 300-м багатомодової оптоволоконної лінії (Multi-mode optical fiber, MMF), і по-друге, у будинку 220-м не працюючого в даний час каналу волоконно-оптичного кабеля (“темного-волокна”). В обох випадках, волокно під’єднувалося до пристрою з VCSEL-лазера (лазера поверхневого випромінення з вертикальним об’ємним резонатором) та антени і до пристрою з фотодіода (PD) та антени, і налагоджувався зв’язок з ноутбуком, що має підтримку бездротового зв’язку та який розташований на певній відстані від PhAIA-антен. Така конструкція може стати основою для цілого ряду систем, які б продукували радіочастотне (РЧ) випромінення живлячись від волоконно-оптичної мережі розташованої всередині будинків і як точка доступу ретранслювали б сигнал, у якості ретранслятора могли б використовуватися недорогі PhAIA-антени. Слід зазначити, що посилення радіочастотного (РЧ) сигналу не виконується – це дуже суттєвий факт, який слід враховувати при генеруванні (збуренні) випромінення лазера і особливо важливо для віддаленого вузла зв’язку. Така конструкція може бути використана для живлення віддаленого вузла за умови використання технології енергія-по-волокну (англ. power-over-fiber, PoF) і VCSEL-лазера із низьким робочим струмом, що буде ідеально підходити для практичного використання.
A. VCSELs (Поверхнево випромінюючий лазер з вертикальним зовнішнім резонатором)
Тракт (канал передачі даних) складається з двох недорогих 850-нм лазерів від Truelight ( www.truelight.com.tw). З метою знаходження оптимального співвідношення між пороговим струмом, диференціальною ефективністю і вихідною потужністю в даний час використовуються різні лазери для систем зв’язку. В кінці точки доступу використовується стандартний лазер (VCSEL 1: TSD-8B12-000) із середньою крутизною ефективності, в той час як віддаленому кінці працює пристрій (VCSEL 2: TSD-8B 12-017) з високою крутизною ефективності. Нижній поріг струму пристрою також буде предметом дослідження подальшої роботи. Рис. 2 показує криві L-I для VCSEL 1 та VCSEL 2; вони (криві) виміряні безпосередньо на зрізі багатоходового оптоволокна (MMF). Показано, що VCSEL 2 дає чудову продуктивність з диференціальної ефективністю (з крутизною) 0,44 Вт/А, в порівнянні з 0,2 Вт/А для VCSEL 1.
Рис. 2. Криві L–I для VCSEL 1 та VCSEL 2.
B. Фотодіоди
Два недорогих 850-нм фотодіода (PD) використовуються для зв’язку; в цьому випадку, використовується тільки один тип пристрою: GaAs PIN від Truelight (TPD-8D12-006). Найбільш важливим параметром фотодіода є його чутливість. Для вимірювання чутливості фотодіода, згенероване інцидентне (падаюче) оптичне випромінення від VCSEL 1 з струмом зміщення від 0 до 10 мА подавали на фотодіод через багатомодову оптоволоконну лінію (MMF) завдовжки 1-м з пласким зрізом фасета (грані). Струм фотодіода був графічно відображений як функція інцидентного оптичного випромінення. Результати для PD 1 та PD 2 показані на рис. 3. Нахил графіка показує чутливість для PD 1, відповідно, 0,6 А/Вт і для PD 2 – 0,37 А/Вт. Такий вигляд графіка, швидше за все, зумовлений чутливістю до узгодженості між PD та MMF.
Рис. 3. Фотоструми від інциденту потужності оптичного випромінення для PD 1 та PD 2.
C. Вхідний опір VCSEL-лазерів та фотодіодів
Ключова особливість PhAIA-системи є можливість отримання відносної широкосмуговості поєднаня між фотонним пристроєм і антеною без, або хоча б через просту узгоджувальний ланцюг. Як результат це призводить до передачі максимальної потужності і може призвести до значного збільшення підсилення (коефіцієнта передачі) у лінії з більш вузькою смугою пропускання [3]. Це робить такий підхід ідеальним для розподілу WiFi-сигналів додатків, також багатосмугові або широкосмугові антени можуть бути використані для поширення сигналів одночасно в декількох різних смугах, наприклад таких як 1,8 і 5,2 ГГц. Для досягнення узгодження треба мати деталізоване (уточнене) знання вхідного опору фотонних пристроїв. Однак, це широко не вивчається, бо в стандартних системах оптичного зв'язку часто використовують прості широкосмугові технічні пристрої, такі як резистори і детальне знання вхідного опору не є критичним. Однак, оскільки WoF (wireless-over-fiber) системи часто є вузькосмуговими ефективне узгодження може бути досягнуто шляхом використання відповідних мереж без втрат або, у випадку PhAIAs, шляхом позиціонування точки контакту фотонного пристрою з антеною у відповідне положення для досягнення відповідності. Це пов'язано з тим, що для пласких антен може бути отримані самі різні значення вхідного опору, від дуже низьких до 200-300 Ом. Через це у роботі представлені, вхідний опір для VCSEL-лазерів та фотодіодів. Опори фотодіодів були представлені в [1], але для 1550-нм пристрою. Крім того, 850-нм для VCSEL-лазер були показані втрати, вважається, що цей документ є одним з перших , який презентує докладні дослідження невпоровадженого вхідного опору VCSEL-лазера і фотодіода в діапазоні частот 0-10-ГГц. Термін невпроваджений (deembedding) відноситься до здатності векторного аналізатора мережі, який використовується для вимірювання імпедансу, щоб перемістити його базової площини, так, що фазовий зсув зумовлений з'єднувачами і микрополосковими лініями може бути скомпенсовано (ліквідовано). Це призводить до точного вимірювання вхідного імпедансу (опору), і результати представлені на рис. 4-7. Простий підхід, представлений тут, передбачає, що ефект від розривів і з’єднання з не 50-ти омною лінією незначний на частоті 2,4 ГГц, але суттєвий на 10 ГГц. VCSEL-лазер і фотодіод тут підєднані через узгоджуючу лінію з мікрополосковими пристроями; таким чином, будь-яке вимірювання імпедансу буде також зумовлювати паразитні ефекти. Були прийняті необхідні заходи, щоб зменшити ці ефекти до мінімуму.
Рис. 4. Неінтегрований реактивний опір VCSEL-2 від частоти та струму зміщення VCSEL.
Рис. 5. Неінтегрований реактивний опір VCSEL-2 від частоти та струму зміщення VCSEL.
Рис. 6. Реактивний опір фотодіода PD-1 від частоти.
Рис. 7. Реактивний опір фотодіода PD-1 від частоти.
Рис. 4 і 5 показують, що вхідний опір VCSEL-лазера складає приблизно 37 + j2 Ом для частот близьких до 2,4 ГГц і при типових струмах зміщення. Це означає, що узгодження може бути досягнуто достатньо просто, оскільки реактивна частина опору є дуже низькою. Рис. 6 і 7 і показують вхідний опір фотодіода, і як і слід було очікувати, він має набагато більше вираженій ємнісний характер на частоті 2,4 ГГц і складає 10 - j100 Ом. Це – зміщення значення нуля, яке стало б мати менш виражений ємнісний характер якби було використано зворотне зміщення; однак, всі результати в цій роботі на рівні нульового зміщення. Це означає, що досягнення узгодження є більш важким і потребувало б додаткових послідовно або паралельно з’єднаних елементів. Цей більш складний випадок не було реалізовано, і фотодіод був розміщений поруч з 10-ти омною точкою вхідного опору на антені. Тобто близько до центру невипромінюючого краю антени –де дуже низький вхідний імпеданс (опір) [8].
Цей розділ об'єднує окремі компоненти в системі WoF і характеризує її основні операції з точки зору коефіцієнта передачі (gain) і нелінійності інтеграції компонентів з планарними антенами. На рис. 8 показана вимірювальна установка. Розгалужуючий трійник (сепаратор живлення, bias tee) підключений до фотодіода дозволяє фотоструму з фотодіода текти так, що зберігається важлива вимога широкосмуговості в процесі роботі.
Рис. 8. Схема вимірювання коефіцієнта пердачі базової лінії.
На рис. 9 показані результати вимірів для різних струмів зміщення для VCSEL-лазера. Показано, як і очікувалося, що збільшення пропускної здатності потребує збільшення прямого зміщення, або може бути досягнуто за рахунок збільшення шуму і нелінійності. Лінійність каналу зв’язку буде вивчена у наступних матерілалах. Головне, що слід підкреслити з графіка – те, що вибраний VCSEL-лазер і фотодіод мають достатню пропускну здатність для роботи на частоті 2,4 ГГц і могли б бути застосовані до 5-6 ГГц, в залежності від технічних характеристик системи (system-performance).
Рис. 9. S21 від частоти при заданому струмі зміщення VCSEL-1.
Корисно розглядати індивідуальні характеристики, отримані в розділі II, і на їх основі передбачити поведінку лінії на низьких частотних. Добре відомо, що коефіцієнт передачі лінії на низьких частот посилання може бути описано наступним співвідношенням [3]:
G = S12η1f2Tf2ηfd2Sd2 (1)
де S1 – крутизна ефективності лазера; Sd – чутливість фотодіода; η1f і ηfd – ефективності зв'язку лазера і фотодіода з багатомодовим оптоволокном (MMF), відповідно; Tf – втрати у волокні. Воно (співвідношення) справедливе для ідентичного (еквівалента) резистивного джерела і опору навантаженої системи.
Оскільки значення крутизни ККД (коефіцієнт корисної дії) вимірюється безпосередньо в MMF, вони можуть бути поєднані разом з умовами ефективності зв'язку, і втрата короткої частки MMF може бути проігнорована. Приймаючи крутизну ефективності VCSEL-лазера за 0,2 і чутливості фотодіода за 0,6, коефіцієнт передачі лінії (КП лінії) складатиме –18,41 дБ, близько до низькочастотного значення, це показано на рис. 9.
За даними рис. 9 можна також оцінити оптимальне зміщення струму VCSEL-лазера для отримання максимального коефіцієнта передачі (КП) лінії. На рис. 10 показані результати – для частоти 2,4 Ггц. Показано, що оптимальний коефіцієнт передачі лінії знаходиться на рівні 3 мА. Далі буде показано, що це не є оптимальним значенням з точки зору лінійності і таким чином, необхідно знаходити компроміс між цими різними чинниками.
Рис. 10. S21 від струму зміщення VCSEL-1 при 2,4 ГГц
У будь-якій телекомунікаційній системі (ТКС) лінійність є критичним фактором. Лінійність ТКС RoF (radio-over-fiber) на основі VCSEL були вивчені [9], але важлива оцінка продуктивності конкретного пристрою, що використовується у цій роботі. З цією метою, (compression point) амплітудні нелінійні спотворення (G1 dB) – 1-дБ і динамічний діапазон без паразитних складових (SFDR) було виміряно і представлено в наступних розділах.
1) Базова лінії з 1-дБ рівнем амплітудних спотворень: Всі активні РЧ пристрої нелінійні в роботі. Точка на рівні 1-дБ амплітудних спотворень характеризує те, коли виникнуть значні амплітудні спотворення керуючого РЧ сигналу. Використовуючи установку показану на рис. 11 вимірювалися амплітудні спотворення на рівні 1-дБ у основній лінії для різних струмів зміщення VCSEL-1 при модуляції частотою 2,4 ГГц.
Рис. 11. Вимірювання амплітудні спотворення на рівні 1-дБ у основній лінії.
У даній роботі вхідний РЧ сигнал від генератора сигналів (HP8341B) разом зі струмом зміщення подавався на VCSEL 1 через Т-образний сепаратор (сепаратор живлення). Потужність вихідного РЧ сигналу з фотодіода контролюється аналізатором спектру і графічно відображені як функція від потужності вхідного РЧ сигналу. Це показано на рис. 12 для конкретного значення струму зміщення (8 мА) і модуляції частоти (2,4 ГГц) з використанням одного метра (1 м) лінії 62.5/125-μm MMF. Слід зазначити, що КП лінії може бути визначений з цих даних, показано що КП буде трохи гіршим, ніж коли б він був виміряний безпосередньо за допомогою векторного аналізатора мережі (ВАМ / VNA). Це пов'язано з використанням додатковим кабелів для вимірювання дБ амплітудних спотворень та пов'язано з невеликі відмінності у параметрах MMF між двома вимірюваннями. На рис. 13 зображено виміряні амплітудні спотворення на рівні 1-дБ при різних 1струмах зміщення VCSEL-1 та модуляції частотою 2,4 ГГц.
Рис. 12. Вихідна РЧ потужність від – вхідної, струм зміщення 8 мА, частота модуляції = 2,4 ГГц, довжина лінії = 1 м.
Рис. 13. Струм VCSEL-1 від точки амплітудні спотворення на рівні 1-дБ.
Рис. 13 показує, що точка 1-дБ амплітудних спотворень зростає із збільшенням зміщення VCSEL-1і має максимальне значення +5 dBm (dBm - рівень шуму в дБ відносно 1 мВт при опорі навантаження 600 Ом) при зміщенні VCSEL-1 у 10-мА. Показано, що оптимальної точки ще не досягнуто, однак, як буде видно далі, з точки зору загальної пропускної здатності (продуктивності) системи, оптимальною була визнана точка яка знаходитися в зазначеному діапазоні.
2) Динамічний діапазон без паразитних складових (SFDR) у базовій лінії: У розділі III, лінійний приріст основної ланки була виміряна. Було отримано КП з значення РЧ потужності на основній (несучій) частоті. Однак, через нелінійність VCSEL-лазера та фотодіода, вихідна РЧ потужність буде містити не тільки сигнал на основній частоті, але і на частотах гармонік. SFDR є мірою пропускної здатності нелінійної системи при роботі з більш ніж одним вхідним сигналом. Тут, будуть виконані двоколірні вимірювання. SFDR можна математично визначити як [10]:
SFDRdB = 2/3(P3I – N1) [dB ·Hz2/3] (2)
де P3I – точка перетину третього порядку (dBm), а N1 - мінімальний рівень шуму в лінії (dBm/Hz = дБм/Гц).
Показники SFDR були вивчені раніше [11], і знову, пропускна здатність пристроїв, що використовуються тут, повинна бути підтверджена. Рис. 14 показує установку для вимірювання.
Для дослідження SFDR у лінії, проводилися двоколірні вимірювання з використанням MMF та VCSEL 1 – в якості джерела світла. Два рівних вихідних сигналів, розділених 1 МГц від сигналів генератора і мережевого аналізатора f1 = 2,4 та f2 = 2,401 ГГц, подаються в VCSEL 1. У результаті отримуємо вихідні сигнали на f1 = 2,4, f2 = 2,401, 2f1 - f2 = 2,399, та 2f2 - f1 = 2,402 ГГц. Як видно з (2), точка перетину третього порядку P3I і мінімальний рівень шуму в лінії N необхідні для розрахунку SFDR. Рівень шуму аналізатора спектра обмежено – 85 dBm за пропускної здатності у 1 кГц; однак, шум лінії нижче цього рівня. Ця проблема може бути вирішена за допомогою двох підсилювачів Amp 2 і Amp 3 з підсиленням 17,48 і 16,2 дБ, відповідно. Це підвищить мінімальний рівень шуму досліджуваної лінії до значення вищого ніж той, що визначений аналізатором спектру [11].
14. Вимірювання SFDR VCSEL.
Мінімальний рівень шуму в лінії буде посилюватися за рахунок Amp 2 і Amp 3 із загальним підсилнням 33,68 дБ і загальним коефіцієнт шуму (noise figure) NFT = 5,1 дБ, знайдених з відомого співвідношення для коефіцієнта шуму каскаду підсилювачів. Виміряне значення шуму складає -73,7 dBm, що вище власних шумів аналізатора спектра. Таким чином, власні шуми основної лінії можуть бути розраховані як -73,7 - 33,68 - 5,1 = -112,48 dBm за пропускної здатності 1 кГц та перетвориться в -142,48 dBm за пропускної здатності 1 Гц. Передбачалося, що фільтр аналізатора спектра має ідеально прямокутну форму АЧХ, тоді як насправді, вона буде близька до гауссовой, і це є незначним наближення. Для того, щоб підтвердити, що оцінка рівня шуму є розумною, ми можемо обчислити значення безпосередньо для різних заданих значень параметрів лінії. Основними джерелами шуму у лініі є такі: теплові шуми, дробовий шум, і відносна інтенсивність шуму (relative intensity noise, RIN). У лінії домінує RIN, і згідно (3) вона може бути розрахована як потужність шуму на виході фотодіода [3]
(3)де Id середнє значення струму фотодіода, і RL опір навантаження фотодіода який, як передбачається, складе 50 Ом. Припускаючи чутливість фотодіода рівною 0,6 А/Вт, середня оптична потужність 1 мВт, і числове значення RIN -130 дБ/Гц [14], що є типовими значення для цих типів лазерів, отримаємо потужність шуму від -150,5 дБм/Гц. Маючи на увазі припущення, які були зроблені, можна стверджувати, що цей показник знаходиться в розумних межах і узгоджується з виміряним значенням.
Підсилювач Amp 1 використовується, щоб підсилити вихідний сигнал аналізатора ліні від 0 дБм до 5,5 дБм, також тут сигнали від аналізатора лінії і сигнального генератора були об'єднані і живили VCSEL-лазер. Живлення інтермодуляціонних завад основного (першого) і третього порядку графічно зображено як функції потужності вхідного РЧ сигналу (див. рис. 15).
SFDR був визначений з даних, наведених на рис. 15 за різних значеннях струму зміщення VCSEL-1, які показані на рис. 16.
Рис. 15. Вихідна потужність двотонального РЧ сигналу від – вхідної для струму VCSEL-1 у 7 мА.
Рис. 16. Залежність SFDR від струму VCSEL-1.
Результати показують, що SFDR збільшується із зростанням струму зміщення VCSEL-1. Динамічний діапазон без паразитних складових (SFDR) може бути покращений з 70 до 96 дБ∙Гц2/3 за рахунок збільшення струму зміщення VCSEL-1 від 3 до 9 мА. Показано, що рівень шуму є важливим фактором у поліпшенні SFDR, і оптимізація лінії відносно шумів буде здійснюватися в майбутніх системах. SFDR отриманийв даній роботі задовольняє вимогам для низки додатків, таких як мікростільникової системи персонального зв'язку (microcellular personal-communication systems) і WLAN [12], [13]. Значення SFDR отримане у цій роботі близьке до отриманого в [11], хоча вплив довжини волокна (лінії) не було досліджено.
Тепер, провівши оцінку окремих компонентів і базової лінії, PhAIA-антени можуть бути детально вивчені. На рис. 17 показаний вигляд спереду використовуваної планарно - мікрополоскової антени.
Рис. 17. …
.........
// При використанні будь-якої частини даного перекладу статті посилання на автора перекладу та на першоджерело обовязкові!
// Інформація про автора перекладу та джерело знаходиться на початку сторінки та у розділі [Бібліотека]
© Гоголенко Є.Ю., переклад з англійської, 2011
© IEEE, правовласники першоджерела, 2007