Адаптация LTE для широковещательных мобильных спутниковых сетей. Авторы: Бастия Франческо, Берсани Сесилия, Альберто Кадрева Энцо, Чиони Стефано и др.

Одним из основных факторов успешного внедрения мобильных спутниковых систем в сетях 4G является максимизация общих технологий с наземными системами. Эффективным способом достижения этой цели является рассмотрение наземного радиоинтерфейса в качестве основы для интерфейса спутниковой связи. Так как 3GPP стандарт Long Term Evolution (LTE) – один из основных в сценарий4G, наряду с другими новыми технологиями, такими как мобильный WiMAX; в этой статье анализируются возможные применения интерфейса 3GPP LTE для спутниковой связи, представив несколько благоприятных для этого методов адаптации. В частности, мы предлагаем введение техники для меж-TTI перемежения, использующей существующие H-ARQ возможности, предоставляемые физическим уровнем LTE, использование методов сжатия PAPR, чтобы увеличить сопротивляемости OFDM сигнала в нелинейных искажений, и структуру последовательностей для произвольного доступа, с учетом требований, вытекающих из времени между отправкой запроса и получением ответа. Результаты этого анализа показывают, что при необходимости предлагаемых систем обеспечения, возможно повторное использование существующих наземных радиоинтерфейсов для передачи по спутниковому каналу.

Copyright © 2009 Франческо Бастия и др. Это статья находится в открытом доступе на условиях лицензии Creative Commons Attribution, которая позволяет неограниченное использование, распространение и воспроизведение на любом носителе, при условии, что будет приведена ссылка на оригинал работы.

1. Введение и мотивация

Комплексные наземные и спутниковые системы связи является задачей, которая решалась в течение многих лет, она стоит на переднем фронте исследований и развития в рамках спутниковых сообщества. Последние разработки стандарта DVB-SH [1] для мобильных широковещательных систем показывают, что умное взаимодействия будет тогда, когда наземные сети будут дополнены спутниковыми коспонентами, чтобы расширить их услуги и зоны покрытия. Ключевым аспектом для успешной интеграции спутниковых и наземных сигментов является максимизация технологического объединения, направленного на эффективное использование территориальных ресурсов, что вытекает из огромной зависимости рынка от возможности интегрированных систем. Для того, чтобы повторить в сетях 4G успех интегрированных мобильных широковещательных систем, было проведено множество инициатив [2, 3] для разработки спутникового интерфейса, который максимизирует общие с 4G наземные интерфейсы. Эти инициативы направлены на внедрение только тех изменений, которые строго необходимы для работы с особенностями спутникового канала, такими, например, как нелинейные искажения, вносимые на бортовым усилителем мощности, длительное время распространения запроса и ответа, уменьшенное время распростронения, сохраняя при этом все остальное нетронутым. В частности, важно выделить различные модели распространения мобильных каналов между наземными и спутниковыми средами передачи. В самом деле, в наземном развертывании, исчезновение каналов, как правило, времени и частоты выборочны, и противодействуют использованию оппортунистических решений планирования, который выбирают для каждого пользователя временные интервалы и диапазонов частот там, где условия работы канала наилучшие. С другой стороны, спутниковая связь характеризуются большой задержкой передачи в оба конца, что препятствует своевременному получению значений качества канала и прослушиваемых сигналов, которыми непрерывно обмениваются между пользователями и наземными базовыми станциями. Кроме того, спутниковый канал исчезает из-за частотного выравнивания в связи отсутствием прямой видимости (LOS) , что случается на открытых местностях, таким образом альтернативные решения должны быть разработаны в целях повышения надежности спутниковой связи.

В этом контексте данной статьи исследуется приспособление стандарта 3GPP Long Term Evolution (LTE) [4] к сценарию спутниковой связи. 3GPP LTE стандарт на самом деле набирает обороты и легко предсказать, что он является одним из основных в сценарии 4G, наряду с другими новыми технологиями, такими как мобильный WiMAX [5]. Благодаря этому анализу, мы предлагаем введение нескольких технологий систем обеспечения, которые позволяют воздушному интерфейсу LTE использоваться в спутниковом канале. В частности, мы предлагаем следующее:

(i) метод меж-TTI (временной интервал передачи) перемежения, который способен избавиться от канальной корреляции в медленно меняющемся каналов за счет использования существующих H-ARQ возможностей, предоставляемых физическим уровнем LTE;

(ii) внедрение методов PAPRдля увеличению сопротивляемости сигнала OFDM к нелинейным искажениям;

(iii) специальная структура последовательности для схемы случайного доступа, с учетом требований, вытекающих из большого времени передачи и приема.

Кроме того, с целью дальнейшего повышения надежности к долгосрочным исчезновениям канала, техника Upper-Layer (UL) Forward Error Correction (FEC) предлагается меж-TTI технику.

Согласно анализу рынка и бизнеса [6], используют два сценария : использование мобильной широковещательной передачи с национальным покрытием и двусторонней связи с использованием широкого покрытия с повторным использованием частот. Ясно, что сервисные разновидности в паре с этими двумя сценариями имеют различные требования в плане скорости передачи данных, допустимой задержки, и QoS. Это было принято во внимание при анализе воздушного интерфейса.

2. GPP LTE: Основные характеристики

Радио интерфейс 3GPP LTE в скором времени будет обобщен для обеспечения автономности и обеспечения перспективы для внедрения передовых решений для адаптации к спутниковой связи, как описано в разделе 3.

Техника FEC принятые LTE для обработки информации – Turbo схемы с использованием параллельных каскадных сверточных кодов (РССС) [7]. Предвидится два 8-комбинационных кодера и результирующая скорость кодирования 1/3. Технические характеристики LTE обеспечивают несколько значений размера входного блока K_TC с Turbo кодером, различной формы от K_TC = 40 up до K_TC = 6144. После кодирования каналов, кольцевой буфер (СВ) и блоки определенной скорости (RM) могут чередоваться, накапливать и отбирать три входящих потока от Turbo кодера (систематические биты, четные последовательности от кодер-1 и кодера-2), как показано на рисунке 1. Три входных потока обрабатываются с помощью следующих способов:

(1) Каждый из трех потоков перемежен отдельно подблоками перемежителя.

(2) Перемеженные систематические биты записываются в буфер в последовательности, с первого бита перемеженного систематического битового потока в начало буфера.

(3) Потоки P1 и P2 с перемежением чередуются побитно. Перемеженные и чередующиеся четные битовые потоки записываются в буфер в последовательности, с первого бита потока следом за последним битом перемеженного систематического битового потока.

(4) Определено восемь различных значений избыточности (RVs), каждый из которых указывает на индекс стартового бита в буфере. Передатчик считывает блок закодированных бит из буфера, начиная с указанного битового индекса, выбранного RV. Для желаемой скорости кодирования, количество закодированных бит, которые нужно выбрать для передачи вычисляется и передается блоку RM в качестве входных данных. Если при достижении конца буфера есть закодированные биты, которые необходимо передать , передатчик проходит цикл и продолжает с начала буфера, поэтому и введен термин «кольцевой буфер».Поэтому, прокалывание, и повторение могут быть достигнуты одним методом.

CB имеет преимущество в гибкости (в достигнутой скорости коде), а также структурированности(в размере потоков). В LTE, кодированные и перемеженные биты после блока RM отображаются в OFDM символах. Единицей времени для согласования скорости передачи бит является интервал времени передачи (TTI).

Во всех спецификациях LTE, размеры различных полей во временной области выражаются как число единиц времени в секундах. Передачи в нисходящем восходящем канале организованы кадрами длительностью T_f = 307200Ts = 10 мс. В дальнейшем учитывается структура кадра Type-1, применяемая для обоих FDD и TDD интерфейсов. Каждый радио кадров состоит из 20 слотов длительностью T_slot = 15360Ts = 0 мс, пронумерованных от 0 до 19. Подкадр представляет собой два последовательных слота, где подкадр i состоит из слотов 2i и 2i+1. TTI соответствует одному подкадру.

В общем, сигнал основной полосы, представляющий физический нисходящий канал построен следующим образом:

(i) скремблирование кодированных бит в каждом из кодовых слов для передачи на физический канал;

(ii) модуляция скремблированных битов для создания символов комплексной модуляции;

iii) представление символов комплексной модуляции в один или несколько слоев передачи;

(iv) предварительное кодирования символов комплексной модуляции на каждом слое для передачи на порты антенн;

(v) представление символов комплексной модуляции для каждого порта антенны для распределения элементов;

(vi) генерирование комплексных сигналов OFDM временной области для каждого порта антенны.

Эти действия приведены и обобщены на рисунке 2. Подробная информация и аспекты реализации каждого блока можно взять в [4]. Переданный сигнал в каждом слоте отображается в ресурсной сетке Na активных поднесущих (частотной области) и N_symb OFDM symbols (time domain).

The number of OFDM symbols in a slot, N_symbOFDM символов (временной области). Количество OFDM символов в слоте, зависит от циклической длины префикса и изменения поднесущей Δf. В случае передачи с помощью многоантенных систем, есть один ресурс сетки определеный на порт антенны. Размер блока FFT/IFFT, равна 2048 для Δf = 15 кГц и 4096 для Δf = 7.5 кГц.

Fig.1

Рисунок 1. – Частотный и виртуальный кольцевой буфер.

Наконец, время непрерывного сигнала из общего l OFDM символа на порт антенны p можно записать в виде:

(1)

для 0 ≤ t ≤ (Ncp + N_FFT)Ts

3. Приспособление LTE для спутниковой связи: Решения

В следующих разделах, мы предлагаем проанализировать некоторые решения адаптации воздушного интерфейса 3GPP LTE к широкополосным спутниковым сетям. Эти передовые методы применяются на передающей или приемной стороне в целях повышения эффективности и максимальной пропускной способности системы в среде спутниковой мобильной связи.

3.1. Меж-TTI чередование. В этом разделе мы предлагаем технику меж-TTI чередование, позволяющую снизить корреляцию канала в медленно меняющемся каналепутем повторного использования существующих возможностей H-ARQ, предоставляемых физическим уровнем стандарта LTE [8].

СтандартLTE не предусматривает методов временного чередования за пределами TTI [7]. Таким образом, как только кодовое слово физического уровня переходит в один TTI, максимальное время распространения, которым располагает Turbo декодер ограничивается одним TTI (T_TTI). Для низких и средних скоростей, время когерентности канала больше T_TTI, таким образом, затухание не может быть устранено путем кодирования физическим уровнем канала. Для того чтобы справиться с такими затуханиями, LTE использует как "интеллектуальные" алгоритмы планирования на основе знаний коэффициента канала, так и длительности и частоту измерения, и H-ARQ методы. Прошлые методики заключались в использовании информации состояния канала (CSI) в соответствии с табличными данными о поднесущей, характеризующейся большим отношением сигнал/шум (хорошее качество канала). Конечно, этот метод имеет большую эффективность при различных частотах, присутствующих в активных поднесущих.

H-ARQ работает на сочетании между протоколами FEC и ARQ. В LTE, операции H-ARQ организуются с помощью виртуальных кольцевых буферов, как описано в разделе 2. Ортогональные ретрансляции можно получить, установив номер RV в каждой ретрансляции, таким образом передавая различные биты в одном кольцевом буфере. Конечно, техника H-ARQ уступает значительному улучшению эффективности, когда присутствует время корреляции, потому что время распределения ретрансляции может происходить дольше, чем время когерентности канала.

Fig.2

Рисунок 2. – обзор физической обработки канала [4].

Для этого мы можем использовать тот же механизм, который предусмотрен в технических спецификациях LTE для операций H-ARQ с кольцевым буфером. Для объяснения этого решения можно рассмотреть блок-схему, приведенную на рисунке 1. В этом примере, 4 ретрансляции получены с помощью 4-х различных RV, начиная с 0 до 3. Каждый из 4 очередей передачи отображается в различных TTI, расположенных на K_TTI·T_TTI. K_TTI является важным параметром, поскольку она определяет глубину чередования и он должен быть установлен в соответствии с условиями канала и требованиям к задержке.

Путем приспособления таких методов можно получить максимальный разброса времени. Пусть R_TTI количество повторных передач, необходимых для завершения передачи одного кольцевого буфера, L_SUB число OFDM символов, передаваемых при каждой ретрансляции, и длительность L_SUB OFDM символов. (Длительность OFDM символа представляет собой сумму полезных символов и длительности циклических префиксов.) Получается, что кодовое слово распространяется за время защитного интервала T_TPT = K_TTI · (R_TTI-1)·T_TTI+T_TTI. Учитывая тот факт, что используются стандартные средства, не вводят никаких дополнительных сложностей. Недостатком, связанным с использованием таких методов является снижение скорости передачи данных, вызванные тем, что одно кодовое слово передается не за T_TTI, а за T_TPT. Возможный способ сохранить первоначальную скорость передачи данных является введение в терминалы возможности хранения больших объемов данных, что эквивалентно возможности поддержки нескольких H-ARQ процессов в терминалах, предназначенных для наземного использования. Таким образом, мощности и занимаемая память растут линейно с увеличением числа поддерживаемых эквивалентных процессов H-ARQ, и ограничена сверху скоростью передачи данных в исходном канале без меж-TTI.

3.2. Методы сокращения отношения максимальной мощности к средней. Остатки в распределении отношения максимальной мощности к средней (PAPR) для OFDM сигналов очень важны, и это влечет искажения в спутниковой связи, когда бортовой усилитель вводится при насыщении. Чтобы иметь представление о кумулятивном распределении PAPR, можно использовать гауссово приближение. При таком подходе, если OFDM символы считаются распределенного по Гауссу во временной области, их огибающая может быть смоделирована по распределению Рэлея. Таким образом, функция распределения PAPR имеет вид (2). Более значимой мерой, заданной дополнительной функцией распределения, которая дает вероятность того, что PAPR превышает данное значение γ, и может быть записана как (3)

(2)(3)

Как пример использования этого простого приближения, которое все более увеличивает величину БПФ, легко проверить, что PAPR 9 дБ превышен с вероятностью 0,5 предполагая N_FFT = 2048, тогда как PAPR 12 дБ превышен с вероятностью 2.7 · 10^-4.

Это утверждение мотивирует использовать технику сокращения PAPR, в целях снижения PAPR и сведения спутникового усилителя к нижнему пределу. Энергоэффективность стоит на первых позициях в спутниковой связи, а также возможного сокращения переключения в пассивный режим, подразумевая улучшение бюджета канала и возможного увеличения зоны покрытия. Среди всех реквизитов для метода редукции (см. [9, 10] для общего обзора), совместимость с стандартом LTE все еще является основной. Во-вторых, сложность приемника не должна быть значительно увеличена. Кроме того, не терпимо никакого снижения в BER, потому что для этого потребуется увеличение мощности. Наконец, метод сокращение PAPR призван справляться с большими искажениями спутника: даже если у усилителя есть идеальный бортовой аппарат предварительного искажения, он работает на уровне его насыщения, где бы усилитель не смог изменить плоскую характеристику HPA. Каскад идеального усилителя и HPA это так называемая идеальная отсечка или мягкое ограничение. В таком случае, если PAPR ниже, чем IBO сигнал не будет искажен, а если PAPR значительно выше, сигнал будет подвержен нелинейным искажениям. Таким образом, техника сокращения PAPR должна привнести хорошее уменьшение PAPR для почти всех OFDM символов, лучшее чем уменьшение, которое можно получить с очень малой вероятностью.

Несколько методов было предложено в литературе, и даже сделан упор на методы, которые не уменьшают спектральную эффективность, остается вопрос адаптации к спутниковым сценариям развития событий: случай тонового резервирования [11-13], с помощью этой техники предотвращают появление интермодуляционных компонент спутникового усилителя, хотя она очень популярна в проводной связи и когда характеристика усилителя близка к его линейной области. Метод выбранного соответствия [14, 15], хотя легок и элегантен, нуждается в дополнительной информации на приемнике. Дополнительной информации можно избежать, за счет значительного увеличения сложности вычисления в приемнике. Компандирование методов (см. [10] и ссылки в ней) предлагают значительное сокращение PAPR и не требуют сложной обработки. С другой стороны, наблюдается увеличение шум, который является важным источником помех при очень низких SNR, которые используются в спутниковой связи.

Метод активного расширения созвездия (ACE) [16] выполняет эти требования, причем увеличение мощности за счет сокращения PAPR используется эффективно, получение дополнительной выгоды от шума. ACE подход основан на возможности динамически расширять позиции некоторых точек созвездия в целях сокращения пиков сигнала во временной области (из-за конструктивных особенностей подмножества данных частотной области) без увеличения Error Rate: точки расположены на необходимом расстоянии от границ своих Воронных областей. Расширение выполняется итеративно, в соответствии со следующей процедурой.

(1) Начните с представления частотной области OFDM символа.

(2) Преобразование в сигнал во временной области, и отсеките все пробы, превышающие заданное значение. Пока никакой из образцов не будет обрезаться, затем выйти.

(3) Повторно преобразовывать представленные в частотной области и восстановить все точки созвездия, которые были перемещены в направлении границы своих Воронных областей.

(4) Возвращаться к пункту 2 до пока не будет достигнуто фиксированное число итераций.

Этот алгоритм применяется только для носителей информации, исключая таким образом пилот-сигналы, преамбулы/сигнализации и защитные интервалы. В оценке эффективности алгоритма, значение амплитуды отсечения выражается в периодах, соответствующих PAPR, которая в дальнейшем называется PAPR-Target.

Наиболее важным этапом этого метода является выбор уровня отсечки: большое значение (что соответствует высокой PAPR-Target) дает незначительное увеличение мощности и плохой сходимостью, так как сигнал вряд ли будет обрезаться. С другой стороны, очень низкий уровень отсечки дает снова плохую сходимость и незначительное увеличение мощности. На самом деле, учитывая вышеуказанный алгоритм, почти во всех точках будет перемещен отсечкой в пункт 2, а затем восстановлен в пункте 3. Компромиссное значение, которое дает PAPR около 5 или 6 дБ целесообразно, давая хорошую сходимость и небольшое увеличение энергии, из-за эффективности расширения процедуры. Хотя есть другие стратегии ACE [16], решение, представленное здесь, является интересным, поскольку оно может быть легко реализовано как в области аппаратного, так и программного обеспечения, как указывается в [17].

3.3. Случайный доступ к обнаружению сигнала. Канал со случайным доступом (RACH) является каналом для начальной передачи в восходящем канале, то есть от мобильного пользователя к базовой станции. Хотя физические операции RACH (PRACH), как это определено в системах 3G в основном используются для регистрации терминала после включения в сеть, в 4G сетях, PRACH отвечает за взаимодействие с новыми направлениями и ограничениями. В системах , основанных на OFDM , по сути, ортогональных сообщения должны быть отправлены, таким образом серьезной проблемой в такой системе является сохранение ортогональности восходящего канала среди пользователей. Следовательно, как частотная так и временная синхронизации переданных сигналов от пользователей необходимы. Широковещательный сигнал в нисходящем канале может быть отправлен пользователю, для того чтобы получить предварительный тайминг и частотную оценки от мобильных пользователей, и, соответственно времени и частоты регулировки в обратном канале. Остальное смещение частот связано с доплеровским эффектом и не могут быть ни оценены, ни компенсированы. С другой стороны, хорошая оценка сроков должна проводиться базовой станцией, когда обнаружены сигналы, поступающие от пользователей. Таким образом, основная цель PRACH состоит в достижении хорошей временной синхронизации путем информирования мобильных пользователей как компенсировать задержки при передаче в оба конца. После успешной процедуры случайного доступа, по сути, базовая станция и мобильный пользователь должны быть синхронизированы в течение части циклического префикса в восходящем канале. Таким образом, последующие сигналы в восходящем канале могут быть правильно декодированы и не будут мешать другим пользователям, подключенным к сети.

Процедура PRACH в системе 4G заключается в передаче множества преамбул, по одному на мобильных пользователей, для того, чтобы выделить различные ресурсы для различных пользователей. Для того чтобы уменьшить вероятность коллизий, в стандарте LTE, последовательности Zadoff-Chu (ZC) [18], известные также как последовательности постоянной амплитуды нулевой автокорреляции (CAZAC), которые используются в качестве подписей между различными пользователями, из-за хороших свойств корреляции. Последовательность ZC получается как корень u-той степени по формуле (4), где N_ZC длина преамбулы в образцах, и она была установлена равной 839. Последовательности ZC дают очень хорошие вероятности автокорреляции и взаимной корреляции, которые делают их идеальными для процедуры PRACH. На самом деле, ортогональные преамбулы могут быть получены циклическим вращениемя двух последовательностей, полученных из того же корня, согласно схеме, изображенной на рисунке 3 и выражения (5), где N_CS число циклических сдвигов. Можно легко проверить, что функция взаимной корреляции имеет пиковые и нулевые зоны корреляции. На Рис 4 (а) представлено увеличение взаимной корреляционной функции для различных сдвигов при N_CS = 64. отметить, что есть N_CS-2 нулевых зон корреляции с длиной, равной 12 образцам и последняя нулевая корреляционная зоня из 20 образцов. Преамбулы, полученных из разных корней уже не ортогональны, но, тем не менее, они дают хорошие свойства корреляции.

В соответствии c системами 4G работающих через спутник, число пользователей в каждой соте зависит от конструкции системы.

Fig.3

Рисунок 3. – генерирование ZC во временной области.

Fig.4

Рисунок 4. – Определение свойств при наличии помех.

Таблица 1. – распределение ZC по сценарию геостационарных спутников.

Table 1

Зона нулевой корреляции преамбулы должна быть больше чем максимальное значение задержки распространения, в зависимости от радиуса соты и множественной задержки. Количество корневых последовательностей ZC и число циклических сдвигов зависит от радиуса соты и географического положения, и они представлены в таблице 1 для геостационарных спутников. Отметим, что в худшем случае будет присутствовать 64 последовательности, полученные из разных корней. В этом случае спутник должен обнаружить каждую последовательность, даже из помехи от других. На Рис 4 (б) показана корреляционная функция в этом сценарии и стоит отметить, что пик можно наблюдать еще раз, даже в присутствии 63 помех. Эффективность обнаружения с точки зрения рабочих характеристик приемника (ROC), то есть, вероятность пропуска обнаружения (Pmd) как функцию вероятности ложной тревоги (Pfa) были получены для различных номеров помех на рисунке 5. Необходимо отметить, что обнаружение было выполнено в частотной области и была принята схема Non-Coherent Post-Detection Integration (NCPDI) [19]. Наконец, результаты приведенные в AWGN с соотношением сигнал/шум равны 0 дБ.

4. Анализ верхнего слоя FEC

В этом разделе мы предлагаем технику UL-FEC на вершине уровня PHY. Хорошо известно, что кодирование каналов можно выполнить в различных слоях стека протоколов. Две основные различия, которые возникают при адресации физического уровня или верхнего уровня кодирования: символы составляют каждое кодовое слово, и канал влияет на переданное кодовое слово. На самом деле, символы на физическом уровне, участвующие в процессе кодирования обычно принадлежат к ряду Галуа GF(m). Тем не менее, также не может быть принят ни один двоичный код. Работая на высшем уроане каждый символ составляющий кодовое слово UL может состоять из пакетов бит, в зависимости от уровня приложений.

Fig.5

Рисунок 5. – ROC в канале АБГШ Es/N0 = 0,0 дБ, без помех и с помехами различных порядков

Для того, чтобы построить технику UL-FEC на прочной основе, были проведены проектирование и анали, начиная с техники Multi Protocol Encapsulation Forward Error Correction (MPE-FEC), принятой стандартной DVB-H [20], и далее расширенного и измененного в рамках стандартизации группы DVB-SH [1]. Что касается подхода MPE-FEC, техника UL-FEC необходима для адаптации параметров настройки конфигурации физического слоя LTE. В дальнейшем было принято терминологию:

i) k: длина блока UL, то есть ряд системных символов, которые будут закодированы кодером UL

(ii) n: длина кодового слова UL, то есть число символов UL, полученных кодером UL

(iii) k′: фактическая длина блока UL-FEC, если применяется заполнение нулями

(iv) n′: фактическое длина кодового слова UL-FEC, если применяется заполнение нулями и/или прокалывание

(v) N_JCC: количество совместно кодируемых каналов на физическом уровне

(vi) S_JCC: размер каждого канала в байтах

(vii) S_UL-CRC: размер верхнего уровня Cyclic Redundancy Check (CRC) в байтах

(viii) S_PHY-CRC: размер физического уровня CRC в байтах

(ix) K_PHY: длина блока физического уровня в байтах

Как и в MPE-FEC, определим матрицу UL-FEC как матрицу, состоящую из переменного числа строк и столбцов. Каждый элемент матрицы является UL-символом, равен 1 байту. Первые k столбцов представляют систематическую часть матрицы и заполнены систематическими UL-символами верхнего уровня. Последние n-k столбцов осуществляют резервирование данных вычисляемых в первых столбцах. Стоит заметить, что значения n и k зависят от выбранной скорости кодирования UL только, пока параметр n-строк выбирается и настраивается соответственно на физическом уровне и определяется по следующей формуле: n_of_rows = K_PHY – S_PHY-CRC – N_JCCS_UL-CRC. Таким образом, количество байт, доступных для каждого канала в данной матрице UL-FEC равно S_JCC = n_of_rows/NJCC. Для этого необходимо выполнить следующие операции.

(1) Информационные данных, поступающие от более высокого уровня записываются столбцами в систематической части матрицы данных UL-FEC.

(2) Кодирование Рида-Соломона (n, k) осуществляется на каждой строке, создавая резервирование части матрицы UL-FEC.

(3) Данные передаются по столбцам.

(4) UL-CRC добавляется после каждой группы байтов S_JCC.

(5) Каждая группа байт K_PHY = NJCC(S_JCC + SUL-CRC) составляет информационный пакет физического уровня.

(6) PHY-CRC добавляется к каждому информационному пакету физического уровня, в соответствии со спецификацией LTE

Для простоты, мы принимаем тот же RS код, предоставленный в [20], как и RS (255,191). Кодовая скорость этого кода 3/4. Далее кодовые скорости могут быть достигнуты путем использования заполнения или прокалывания. Например, если UL-FEC необходима скорость1/2, осуществляется заполнение нулями последних 127 столбцов систематической части матрицы данных UL-FEC, принимая k′ = 64 и n′ = 128. Выбор этого кода RS позволяет полностью совместить с DVB-H сетью.

Важно отметить, как приложения CRC на UL и физическом уровне воздействуют на общую производительность системы. Чтобы лучше оценить это влияние, рассматриваются случаи:

(i) Case-A: учитывается только PHY-CRC (SUL-CRC = 0). В этом случае приемник не в состоянии проверить целостность одного пакета UL в пределах одного пакета информации физического уровня. В основном это означает, что если обнаружена ошибка в информационном пакете физического уровня, все UL пакеты будут отброшены;

(ii) Case-B: применяются и PHY и UL CRC.

Вполне очевидно, что случай B превосходит случай А. На самом деле, если даже малая часть битов неверна после декодирования физического уровня, при случае B отбрасываю только UL пакеты, в которых присутствуют ошибочные биты в то время как при случае А отбрасываются все в пределах информационных пакетов физического уровня. Стоимость случая B по отношению к случаю А увеличилась из-за накладных расходов в связи с использованием дополнительных битов CRC.

На приемной стороне, в зависимости от того, используется ли случай А или случай-B, целостность CRC должны быть на различных уровнях. Если используется случай А, только CRC определяет надежность данных на физическом уровне, тогда как в случае B, PHY-КПР могут быть проигнорированы и достоверность данных определяется только UL-CRC. Затем UL-FEC матрица заполняется надежными данными. В частности, для случая А, весь столбец помечен как надежный или ненадежный, тогда как в случае B-UL-FEC столбцы матрицы могут быть частично надежными. Наконец, RS декодирование осуществляется на каждой строке. Если число надежных позиции в строке, по крайней мере, k, то декодер может успешно расшифровать полученную информацию, и все ненадежные позиции будут восстановлены.

Возможность защиты UL-FEC от резкого роста количества ошибок можно охарактеризовать так называемой Maximum Tolerable Burst Length (MTBL) [21], которая заключается в максимальной временной защите, которую может обеспечить техника UL-FEC. MTBL зависит как от параметров UL-FEC и PHY скорости передачи данных. В нашем предложении один информационный пакет PHY отображается в одном столбце UL-FEC матрицы. Поскольку мы имеем дело с MDS -кодами, декодер может успешно расшифровать, если по крайней мере k′ столбцов принято правильно в UL-FEC матрице. Таким образом, MTBL просто время, затраченное на передачу n′ – k′ столбцов, то есть продолжительность информационных n′ – k′ пакетов. MTBL может быть увеличено путем принятия расширенных механизмов кодирования [22]. Расширенное кодирование – UL механизм чередования: UL-FEC кодер выполняя скользящее кодирование выбирает k′ столбцы данных из окна (SW) среди UL-FEC матриц и распространяется паритет n′ – k′ разделов в том же окне. В принципе, такой же эффект может быть получен первичным обычным кодированием кадров SW, а затем чередованием разделов среди закодированных кадров SW. Общее время защиты TPT_UL, которое можно достичь на верхних уровне с помощью такой техники рассчитывается как TPT_UL = n′ · SW · T_TTI.

5. Результаты моделирования

Здесь мы обсудим отдельно численные результаты, полученные путем реализации решений, представленных в разделе 3. Следующие общие предположения были рассмотрены в ходе реализации всех методов.

Передаваемый сигнал LTE занимает 5 МГц полосы пропускания, Na = 300, lрасположен в S-диапазоне (центральная частота 2ГГц), интервал поднесущей Δf = 15кГц, и размер FFT/IFFT установлен N_FFT = 2048. TПредполагается использование длинного циклического префикса, Ncp = 512, потому N_symb = 12 OFDM символов передается в каждом TTI. Окончательная длина OFDM символа составляет T_OFDM = 83.33 μs, включая в себя длительность циклических префиксов Tcp = 16.67 μs.

5.1. . Меж-TТI улучшения. Для оценки предложения меж-TTI, на турбо-кодер подается 2496 бит информации, а размер циклического буфера принимается 6300, в результате чего фактическая скорость код системы равна R≅2/5. Все моделирование было выполненоно QPSK модуляцией.

Fig.6

Рисунок 6. – BLER в завистимости от Eb/N0. Терминал скорость равна 30 км/ч.

На рисунке 6 показана скорость ошибочных блоков (BLER) Eb/N0 по сравнению с Eb – энергия на бит информации и N0 односторонней спектральной плотности мощности шума. Кривые строятся дляскорости абонентского терминала до 30 км/ч. Сплошными линиями показаны случаи, в которых число переданных OFDM символов для каждой ретрансляции (L_SUB) равно 1, в результате чего общее число повторных передач R_TTI = 12, в то время как штриховыми линиями изображают случаи при L_SUB = 3 и R_TTI = 4. При таких конфигурациях, мы устанавливаем значение K_TTI такое, что общее время защитного интервала T_TTI больше времени согласованности канала Tc, которое для этих моделирований приблизительно 9 мс. (Это время когерентности флуктуаций малых масштабов, и она напрямую зависит от терминальной скорости и центральной несущей частоты.) В частности, моделируются значения K_TTI are 4, 8, 16.. Как можно заметить, сплошная линия кривой всегда превосходят штриховые линии. И это легко объяснимо, учитывая разнообразие детализации: в случае L_SUB = 1, каждый символ OFDM передается в отдельный TTI. Таким образом, кодовое слово занимаемое 12 символов OFDM, составляющих всего TTI могут использовать выгоду разнообразия степеней, равную 12. С другой стороны, если используется L_SUB = 3 случай, степени разнообразия сводится к 4. Стоит отметить, сильное увеличение эффективности в результате получено благодаря использования техники меж-TTI. Например, на рисунке 6, прирост эффективности мощности при BLER = 10^-3 возросло до 6 дБ, в случае L_SUB = 1, и до 4 дБ – при L_SUB = 3.

5.2. Эффективность ACE. В данном разделе рассматриваются результаты алгоритм ACE для сокращения PAPR. Прежде всего, были проанализированы распределения CCDF в PAPR для проверки эффективности выбранного метода.

Рисунки 7 и 8 показывают, распределение PAPR для QPSK и 16QAM, соответственно. Как видно, если PAPR-сигнал находится слишком низко, кривая CCDF имеет пологий склон. При увеличении PAPR-сигнала, кривая смещается влево до определенного значения, крутизна характеристики увеличивается и, если PAPR- сигнал далее увеличивается, то кривая смещается право, причем с той же крутизной. Это явление более очевидно для модуляции QPSK, а не для 16QAM, и это различие может быть объяснено с учетом того, что все точки созвездия QPSK можно перемещать в алгоритме ACE, а для 16QAM внутренние точки необходимо немедленно восстанавливать, и крайние точки имеют только одну степень свободы.

Fig.7

Рисунок 7. – PAPR CCDF с модуляцией QPSK.

Fig.8

Рисунок 8. – PAPR CCDF с модуляцией 16QAM.

Более интересным представлением эффективности, связанные с этой техникой сокращения PAPR является улучшение во времени скорости битовых ошибок, которое подъитоживает воздействие сокращения PAPR на эффективность передачи точка-точка. Рисунок 9 показывает улучшение частоты BER выборочного канала, с входом усилителя Back-Off , настроенного на 3 дБ. Принята модуляция 16QAM, скорость кодирования r = 3/5, и размер пакета выбран равном 7552 бит. Как показано на рисунке 9, есть прирост почти 0,5 дБ, если PAPR-сигнал поддерживается низким; его можно получить немного ниже, если PAPR-сигнал выбран в соответствии с максимизацией положительного эффекта техники ACE с точки зрения PAPR CCDF. Этот результат может быть оправдан при наихудших условиях, принятых в этих моделированиях: усилитель настроен на 3 дБ, что далеко от требований значения PAPR, которое должно быть как можно ниже, в то время как небольшое увеличение энергии удобно использовать в каналах с затуханием в таких тяжелых условиях окружающей среды.

Fig.9

Рисунок 9: Эффективность BER с использованием техники PAPR с 16QAM при скорости кода равной 3/5.

5.3. Анализ избыточности разрывов. В данной разделе описывается сравнение UL-FEC и техники меж-TTI перемежения. Для того чтобы сделать справедливое сравнение между этими двумя методами, далее мы используем постоянную общую эффективность использования спектра путем распределения избыточности между UL-FEC и физическим уровнем. На рисунке 10 показаны численные результаты, полученные для случая терминальной скорости, равной 3 км/ч, и идеальных оценках канала. Эффективность измеряется в отрезках BLER относительно Eb/N0. Все кривые имеют спектральную эффективность равную 4/5 бит/с/Гц. В случае меж-TТI, мы рассмотрели скорость кодирования 2/5 и модуляцию QPSK, и мы меняли как глубину перемежения, так и размер подкадра. С другой стороны, решение UL-FEC было реализовано с использованием r = 4/5 QPSK модуляции на физическом уровне, и код (k′ = 64, n′ = 128) в верхнем уровне. Тогда, когда защита охватываемая UL-FEC превышена, что соответствует n′ = 128 мс, наиболее сопоставимый срок защиты, предусмотренный подходом меж-TTI получают путем принятия параметров K_TTI = 40 и L_SUB = 3, что все еще не гарантирует ортогональной передачи. В этом случае, кодовое слово физического уровня охватывает K_TTI · 4 = 160 TTI, то есть 160 мс. Из анализа результатов, мы можем констатировать, что, с одной стороны метод меж-TTI превосходит UL-FEC, которая может быть оправдана тем, что на физическом уровне декодер может использовать программную информации, что позволит достичь гораздо более высокой эффективности по отношению к более жесткому декодированию, которое выполняется на верхнем уровне. С другой стороны, техника меж-TTI требует большого объема буфера памяти на выходе базового процессора. Анализ сложности дает возможность понять необходимость высокой гибкости аппаратных средств для случая меж-TTI.

Fig.10

Рисунок 10. – Сравнительная характеристика методов меж-TTI и UL-FEC.

5.4. Оценка эффективности передачи точка-точка. В этом разделе, проанализированы результаты моделирования в реалистичном сценарии распространения спутникового рассмотрения точка-точка. С этой целью мы приняли модель наземного подвижного спутникового канала связи (LMS), предложенного в [23], который основан на измерении запросов. Эта модель канала характеризуется тремя состояниями марковской модели. Каждое состояние описывает различные условия распространения, такие как прямая видимость, умеренные условия затенения, и глубокие условия затенения. По соответствующей настройке параметров Марковской цепи, можно смоделировать несколько окружающих сред. В нашем анализе мы рассматривали угол возвышения на 40 градусов и следующие условия: открытое пространство [O], средние застройки [S], среднее перекрытие от деревьев [его], сильное перекрытие деревьев [HTS]. Такие окружающие среды характеризуется длительным затуханием сигналов в связи с эффектов перекрытия. Совершенно очевидно, что применение предлагаемой техники UL-FEC без каких-либо перемежителей, работающих на UL не позволяет справиться с такими нарушениями канала. Действительно, MTBL достижимо путем принятия UL-FEC без скольжения перемежения составляет порядка сотен миллисекунд. Для увеличения MTBL мы применяем технику раздвижных окон кодирования. Как уже упоминалось, эта техника в основном состоит в применении блока чередования в UL.

Для того чтобы правильно оценивать достигнутую эффективность предложенной методики UL-FEC, мы подавали на UL-FEC декодер временные интервалы. Так как затухание делает частоту пологой и для низких и средних терминальных скоростей незначительна по отношению к продолжительности TTI (время согласованности канала равно 9 мс при 30 км/ч, тогда как продолжительность TTI равна 1 мс для LTE), мы можем предположить, что SNR является постоянной в течение всего TTI (как по частоте, так и во времени). (Опять же, это время согласованности затухания называют флуктуациями малого масштаба, в то время как крупномасштабные учитывается в параметрах канала LMS.) При этих предположениях, временные интервалы BLER могут быть созданы с помощью упрощенного метода, который не требует реального моделирования всей цепи физического уровня. Принята процедура изображена на рисунке 11, и состоит из следующих шагов:

(1) выполнить AWGN моделирование (в том числе искажение NL), чтобы получить функцию BLER относительно Eb/N0;

(2) генерировать коэффициенты канала Perez Fontan, получив уровень сигнала по отношению к компоненте LOS;

(3) вычислить полученное значение C/N0 в условиях LOS;

(4) подставить значение C/N0 в Eb/N0;

(5)генерировать временные интервалы, представляя "1''(неверный блок) или" 0''(правильный блок) по следующему алгоритму: если [uniform-random-variable < BLER (Eb/N0^∗)], то временные интервал = 1, иначе – = 0.

Для того чтобы получить синтетический анализ результатов, мы провели оценку критерию Erroneous Seconds Ratio (ESR). ESR был также рассмотрен группой DVB-SSP [24], чтобы сделать его наиболее актуальным параметром эффективности для оценки влияния на качество изображения. В частности, мы принимаем во внимание критерий ESR5 (20): ESR5 (20) выполняется для заданного промежутка времени в 20 секунд, если процент ошибочных секунд в тот же промежуток времени не превышает 5%, что соответствует максимуму в 1 ошибочную секунду. Процент времени, удовлетворяющий критерию ESR5 (20) – «ESR5 (20) удовлетворение процента».Выводы этого анализа приведены на рисунке 12, где достигнутая спектральная эффективность представлена в зависимости от необходимого для удовлетворения ESR5 (20) критерия в 90%. Спектральная эффективность вычисляется в соответствии с PHY конфигурацией, представленной в таблице 2. В частности, так как обычно в кадре LTE передается и информации и данные управления, мы предположили, что эквивалентно 1 OFDM символ эквивалентен TТI, т. е. 1/12 от TТI, полностью занято передачей данных управления. Как следствие, спектральная эффективность PHY по Таблице 2 была уменьшена фактором (11/12).

На рисунке 12, каждая кривая представляет собой эффективность созвездия QPSK в данном сценарии и для данной скорости кодирования UL-FEC. Объединенные метки на каждой кривой представляют соответствующие конфигурации PHY в данном сценарии и для данной скорости кодирования UL-FEC. Что касается параметров UL, были приняты во внимание две конфигурации: со скоростью 1/2 (n′ = 128, k′ = 128) и скоростью 3/4 (n′ = 191, k′ = 255). Принятые размеры скользящих окон имеют значение SW = 101 для скорости 1/2, и 50 для скорости 3/4, уступая общему защитному интервалу в UL, равны TPT_UL = 12.928 с, и TPT_UL = 12.75 с, соответственно. Примечательно, что для созвездия 16QAM, была рассмотрена только одна PHY FEC схема. Интересно, что нижняя UL-FEC защита, равная 3/4, всегда превосходит при той же спектральной эффективности, чес высокая UL-FEC защита , с исключением лишь при сценария сильного затемнения деревьев. В этом случае, чрезвычайно сложные условия распространения звонков на самом деле нуждаются в очень сильной защите по весьма требовательному каналу.

Fig.11

Рисунок 11. – Блок-схема процедуры генерирования временных интервалов

Таблица 2. – Принятые конфигурации физического уровня LTE.

Table 2

6. Выводы и рекомендации

Была оценена аддоптация воздушного интерфейс 3GPP LTE к широкополосным спутниковым сетям. Обоснование такого выбора было в максимизации общих возможностей с воздушным интерфейсом наземных сетей, таким образом, чтобы сократить как единовременные инженерные и производственные затраты, так и одновременно ослабить межсетевое взаимодействие. Выбранные нумерации для прямой и обратной связи являются стандартно совместимыми. В этом смысле, полученные результаты значимы с точки зрения 3GPP. Что касается методов борьбы с провалами во временной области, один из основных выводов заключается в способе получения высокого разнообразия почти стандартным путем. Это техника меж-TTI, которая принесет значительные выгоды, не касаясь определение физическое уровня.

Алгоритмы сокращения PAPR, связанные с методами предискажений, являются новинкой для OFDM передачи через спутник. Мы изучили эту архитектуру и наши результаты показывают, что PAPR само по себе может быть уменьшена от 2 до 4дБ (гарантируется на 99,9%), что означает возможность снизить OBO примерно на 0,7дБ и получить около 0,5дБ в типичных для качества услуг. В целом, можно ожидать усиления в общей деградации около 1дБ что, безусловно, нельзя не учитывать.

Что касается процедур создания кадра, они довольно специфичны для воздушного интерфейса LTE. Вид последовательностей для создания 3GPP LTE был адаптирован к различным требованиям, установленным спутниковой связью с использованием больших географических пучков.

Кроме того, в целях дальнейшего расширения надежности канала по сравнению с спутниковой связью, было исследовано использование методов UL-FEC. Результаты моделирования ясно показывают, что техника UL-FEC является очень эффективным решением, которое может существенно повысить скорость ошибки блока и эффективность ESR5 (20).

Для того, чтобы получить полезные руководящие принципы для проектирования системы, был выполнен анализ оптимального резервирования раскол между физическим и верхним уровнем кодирования. В этом случае, результаты показывают, что в большинстве случаев это выгодно для ограничения защиты на физическом уровне в целях облегчения оценки канала и, чтобы компенсировать снижение эффективности путем более сложного кодирования UL. Смысл этого в том, что выгоды UL-FEC состоят в большем разнообразии времени, выполняя таким образом значительно лучше кодирования, чем физический уровень практически во всех сценариях.

Fig.12

Рисунок 12. – Общая спектральная эффективность (PHY + UL) в отношении к 90% ESR5 (20).

Список источников

[1] ETSI EN 302 583, “Digital video broadcasting (DVB); framing structure, channel coding andmodulation for satellite services to handheld devices (SH) below 3 GHz,” v1.1.1, March 2008.

[2] The Integral Satcom Initiative (ISI), “ISI strategic research agenda,” FP7 Technology PlaT_form, v1.1, January 2006, http://www.isi-initiative.eu.org/isi joomla.

[3] ETSI TR 102 443, “Satellite earth stations and systems (SES); satellite component of UMTS/IMT-2000; evaluation of the OFDM as a satellite radio interface,” v1.1.1, August 2008.

[4] 3GPP TS36.211, “3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation (Release 8),” v8.2.0, March 2008.

[5] “IEEE standard for local and metropolitan area networks, part 16: air Interface for fixed and mobile broadband wireless access systems amendment 2: physical and medium access control layers for combined fixed and mobile operation in licensed bands and corrigendum 1,” IEEE Computer Society and the IEEE Microwave Theory and Techniques Society, 20 February 2006.

[6] G. E. Corazza, P. Britten, I. Buret, et al., “Defining the role of satellite communications in 4G,” in Proceedings of the 8th World Wireless Congress on Fourth Generation Mobile Communications (WWC ’07), pp. 60–64, San Francisco, Calif, USA, May 2007.

[7] 3GPP TS36.212, “3rd Generation partnership project; technical specification group radio access network; evolved universal terrestrial radio access (E-UTRA); multiplexing and channel coding (release 8),” v8.2.0, March 2008.

[8] M. Papaleo, M. Neri, G. E. Corazza, and A. Vanelli-Coralli, “Using LTE in 4G satellite communications: increasing time diversity through forced retransmission,” in Proceedings of the 10th International Workshop on Signal Processing for Space Communications (SPSC ’08), Rhodes Island, Greece, October 2008.

[9] S. H. Han and J. H. Lee, “An overview of peak-to-average power ratio reduction techniques for multicarrier transmission,” IEEEWireless Communications, vol. 12, no. 2, pp. 56–65, 2005.

[10] T. Jiang and Y.Wu, “An overview: peak-to-average power ratio reduction techniques for OFDM signals,” IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 54, no. 2, pp. 257–268, 2008.

[11] J. Tellado, Peak to average power reduction for multicarrier modulation, Ph.D. dissertation, Stanford University, Stanford, Calif, USA, 2000.

[12] B. S. Krongold and D. L. Jones, “An active-set approach for OFDM PAR reduction via tone reservation,” IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 52, no. 2, pp. 495–509, 2004.

[13] S. Janaaththanan, C. Kasparis, and B. G. Evans, “A gradient based algorithm for PAPR reduction of OFDM using tone reservation technique,” in Proceedings of the 67th IEEE Vehicular Technology Conference (VTC ’08), pp. 2977–2980, Marina Bay, Singapore, May 2008.

[14] R. W. Bäauml, R. F. H. Fischer, and J. B. Huber, “Reducing the peak-to-average power ratio of multicarrier modulation by selected mapping,” Electronics Letters, vol. 32, no. 22, pp. 2056–2057, 1996.

[15] M. Breiling, S. H. Mller-Weinfurtner, and J. B. Huber, “SML peak-power reduction without explicit side information,” IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 6, pp. 239–241, 2001. EURASIP Journal onWireless Communications and Networking 13

[16] B. S. Krongold and D. L. Jones, “PAR reduction in OFDM via active constellation extension,” IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 49, no. 3, pp. 258–268, 2003.

[17] ETSI EN 302 755, “Digital video broadcasting (DVB); frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2),” April 2008.

[18] D. C. Chu, “Polyphase codes with good periodic correlation properties,” IEEE Transactions on Information Theory, vol. 18, no. 4, pp. 531–532, 1972.

[19] A. J. Viterbi, CDMA Principles of Spread Spectrum Communications, Addison-Wesley Wireless Communications Series, Addison-Wesley, Reading, Mass, USA, 2nd edition, 1995.

[20] ETSI TR 102 377, “Digital video broadcasting (DVB); DVB-H implementation guidelines,” v1.2.1, November 2005.

[21] M. Papaleo, R. Firrincieli, S. Cioni, et al., “Link layer FEC in DVB-RCS: performance evaluation in nLoS conditions,” in Proceedings of the 67th IEEE Vehicular Technology Conference (VTC ’08), pp. 2972–2976, Marina Bay, Singapore, May 2008.

[22] M. Papaleo, R. Firrincieli, G. E. Corazza, and A. Vanelli- Coralli, “On the application of MPE-FEC to mobile DVBS2: performance evaluation in deep fading conditions,” in Proceedings of the InternationalWorkshop on Satellite and Space Communication (IWSSC ’07), pp. 223–227, Salzburg, Austria, September 2007.

[23] F. Péerez-Fontáan,M. Váazquez-Castro, C. E. Cabado, J. P. García, and E. Kubista, “Statistical modeling of the LMS channel,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 50, no. 6, pp. 1549–1567, 2001.

[24] ETSI TM-SSP252-Revision 6 (2007-05), “Digital video broadcasting (DVB); DVB-SH implementation guidelines”.

Назад в библиотеку