Энергоэффективный конденсаторный DC-DC преобразователь для автономной системы электроснабжения

Аннотация

Зотов Л.Г., Большаков И.М. Энергоэффективный конденсаторный DC-DC преобразователь для автономной системы электроснабжения. Главное требование, предъявляемое к автономным системам электроснабжения, – улучшенные массогабаритные и энергетические показатели. Перспективным направлением решения данной проблемы является применение преобразователей постоянного напряжения на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами. Улучшение энергетических показателей преобразователя достигается за счет использования режима мягкой коммутации применяемых в них полупроводниковых элементов, обеспечивающего снижение динамических потерь мощности, и увеличения уровня напряжения первичного источника. Улучшение массогабаритных показателей преобразователя обеспечивается многотактным принципом построения, позволяющим значительно увеличить частоту преобразования до нескольких сотен килогерц благодаря кратному уменьшению установленной мощности полупроводниковых элементов; высокими удельными энергетическими показателями современных многослойных керамических конденсаторов, более чем на два порядка превышающими аналогичные показатели реакторов и трансформаторов; оптимизацией параметров полупроводниковых и реактивных элементов, способствующей дополнительному снижению массы и объема системы электроснабжения.

Введение

Главные требования к автономным системам электроснабжения (АСЭ) – улучшение энергетических и массогабаритных показателей. Коэффициент полезного действия (КПД) современных преобразователей постоянного напряжения (ППН) в составе АСЭ с широтно-импульсным (ШИМ) регулированием в основном определяется динамическими потерями мощности вследствие жесткой коммутации транзисторных ключей (ТК). Поэтому перспективным направлением повышения энергоэффективности АСЭ является снижение динамических потерь мощности за счет применения режима мягкой коммутации ТК. Применение в АСЭ многотактных повышающих преобразователей постоянного напряжения на основе резонансных структур с переключаемыми конденсаторами ППН (РСПК) обеспечивает не только повышение КПД, но и существенно снижает уровень создаваемых ею импульсных помех.

Методы исследования. Структура и принцип работы DC-DC преобразователя

Структурная схема описываемой АСЭ приведена на рис. 1.

В целях повышения КПД и упрощения силовой цепи в ней применен первичный источник, состоящий из двух групп, каждая из которых образована четырьмя соединенными последовательно солнечными модулями (СМ) RZMP 240-T. Такое техническое решение позволяет применить разнополярную (относительно общей шины) аккумуляторную батарею (АБ) с достаточно высоким выходным напряжением E1 = ±96–112 В.

Далее с помощью разнополярного ППН (РСПК), состоящего из блоков ППН+ и ППН–, это напряжение удваивается и подается на вход мостового однофазного инвертора с изолированной нейтралью и выходным действующим напряжением 220 В.

Разделение силовой цепи преобразователя на два блока с выходными напряжениями положительной и отрицательной полярности обеспечивает двукратное снижение величины установленной мощности применяемых в них полупроводниковых элементов. Благодаря этому достигается двукратное увеличение частоты преобразования ППН (РСПК) f_П, обеспечивающее значительное снижение массы и объема АСЭ.

Блоки ППН+ и ППН– построены по многотактной схеме. Их силовая цепь ППН+ и ППН– состоит из k = 5 соединенных параллельно по входу и выходу повышающих преобразовательных модулей (ПМ) ПМ+ и ПМ– на основе РСПК. В результате достигается не только k-кратное снижение коэффициента гармоник входного и выходного токов, но и дополнительное увеличение частоты преобразования ППН (РСПК). Принципиальные схемы силовой цепи модулей ПМ+ и ПМ– представлены на рис. 2.

Работа ПМ основана на периодическом параллельной заряде конденсаторов С1 от АБ с их последующим последовательным с ней разрядом на наружу через соответствующий разрядный ключ КП. В результате коэффициент преобразования К_П ППН+ и ППН– оказывается равным двум.

На рис. 3 представлены принципиальные схемы модулей ПМ+ и ПМ– с напряжением первичного источника в диапазоне Е1 = ±48–60 В. Для достижения требуемого уровня выходного напряжения число индуктивно-конденсаторных цепочек равно N = 3, коэффициент преобразования равен К_П = 4.

Благодаря тому что заряд и разряд конденсатора С1 происходят через последовательно соединенный с ним реактор L1, коммутация зарядных и разрядных диодов и ТК осуществляется в мягком режиме в моменты времени, когда их токи равны нулю.

Работа ПМ равномерно распределена по периоду Т_П частоты преобразования f_П, т.е. импульсы управления ТК отдельных ПМ сдвинуты относительно друг друга на время t = T_П/k. Временные диаграммы, поясняющие работу блоков ППН+ и ППН–, приведены на рис. 4.

Массогабаритные показатели ППН (РСПК)

Массогабаритные показатели ППН (РСПК) дополнительно улучшаются оптимальным выбором параметров его реактивных элементов. При этом их массу и объем удобно оценить величиной максимальной суммарной накапливаемой конденсаторами и реакторами энергии ?_?C1 и ?_?L1:

M(k, _C1) = 2 · (k_MC1 (k, _C1) + k_{ML1 L1}(k, _C1)),

V(k, _C1) = 2 · (k_{VC1 C1}(k, _C1) + k_{VL1 L1}(k, _C1)),

где k_MC1 [кг/Дж], k_VC1 [м³/Дж], k_ML1 [кг/Дж], k_VL1 [м³/Дж] – удельные массообъемные показатели конденсаторов C₁ и реакторов L₁.

Максимальная суммарная энергия, накапливаемая конденсаторами C₁ ППН (РСПК), определяется следующим выражением:

_C1 = 0.5 k C₁ U_C1(max)², где U_C1(max) = E₁* + 0.5 · U_C1 = E₁*(1 + 0.5 _C1) – величина максимального напряжения на конденсаторе C₁.

Аналогично выражение для максимальной суммарной энергии, накапливаемой реакторами L₁ ППН (РСПК), имеет вид:

_L1 = 0.5 k L₁ I_L1(max)² = (P_V E₁* _C1) / (4 k f_П),

где I_L1(max) = (? / k) I_H – амплитуда тока через реактор L₁.

В результате выражение для массогабаритных показателей реактивных элементов ППН (РСПК) принимает вид:

M(k, _C1) = (P_V E₁* / (k f_П)) · [k_MC1 (1 + 0.5 · _C1)² / _C1 + k_{ML1 C1} / 4],

V(k, _C1) = (P_V E₁* / (k f_П)) · [k_VC1 (1 + 0.5 · _C1)² / _C1 + k_{VL1 C1} / 4],

или после нормировки:

M(_C1) = ((1 + 0.5 · _C1)² / _C1) + _M (_C1 / 4),

V(_C1) = ((1 + 0.5 · _C1)² / _C1) + _V (_C1 / 4),

где _M = k_ML1 / k_MC1, ?_V = k_VL1 / k_VC1 – относительные нормировочные коэффициенты.

Графические зависимости нормированных величин массы и объема DC-DC преобразователя M_?(?_C1), V_?(?_C1) представлены на рис. 5.

Оптимальные величины _C1(opt), доставляющие минимум функциям нормированных значений M(_C1), V(_C1), определяются из условия:

C1 [M(_C1)/V(_C1)] = (0.25 · _C1² – 1) / _C1² + 0.25 _M/V = 0.

Из этого следует, что оптимальная величина коэффициента пульсации напряжения на конденсаторах C₁ в ППН (РСПК) определяется выражением:

_C1(opt)(_M/V) = 2 · v(1 / (1 + _M/V)).

Результаты исследования

Цель исследования – подтверждение эффектов улучшения массогабаритных и энергетических показателей АСЭ за счет снижения величины суммарной установленной мощности применяемых полупроводниковых элементов и применения АБ с высоким выходным напряжением.

Двукратное снижение установленной мощности полупроводниковых элементов позволяет применить транзисторные ключи IPA075N15N3GXKSA1 с напряжением U_T(max) = 150 В, максимальным током I_T(max) = 43 A и сопротивлением сток-исток R_DS = 5,9 МОм. В однополярной схеме преобразователя применяются транзисторы FDA38N30 с напряжением U_T(max) = 300 В, максимальным током I_T(max) = 38 A и сопротивлением сток-исток R_DS = 85 МОм.

Максимальная частота коммутации транзисторов определяется выражением:

f_S = 0,01 / (t_d(on) + t_d(off)),

где t_d(on), t_d(off) – время включения и выключения транзистора.

Выражение получено в предположении, что суммарное время (t_d(on) + t_d(off)) составляет 1 % от периода коммутации транзистора T_S.

Для IPA075N15N3GXKSA1 при токе 11 A t_d(on) = 22 нс, t_d(off) = 50 нс, f_S = 139 кГц. При этом транзистор FDA38N30 имеет t_d(on) = 53 нс, t_d(off) = 118 нс, т.е. его частота коммутации составляет f_S = 58 кГц. Частота коммутации транзисторного ключа IPA075N15N3GXKSA1 в 2,4 раза превышает аналогичную величину для FDA38N30, имеющего почти в 2 раза большую величину установленной мощности.

Объем IPA075N15N3GXKSA1 составляет V_VT1 = 0,689 см³, объем FDA38N30 – V_VT2 = 1,628 см³.

Напряжение отсечки примененных полупроводниковых диодов VS-150EBU02 имеет величину E_VD = 0,68 В, а их дифференциальное сопротивление R_D = 2,7•10^-3 Ом. Время обратного восстановления диодов составляет t_rr = 45 нс, что говорит о возможности их функционирования на максимальной частоте f_S = 200 кГц. Объем диода составляет V_VD = 0,976 см³.

В разнополярном преобразователе применены многослойные керамические конденсаторы К10-84 c максимальным напряжением U_Cmax = 150 В и реакторы AMPLB1040 с максимальным током I_Lmax = 11 A и удельными массообъемными коэффициентами: k_VC1 = 2,756·10^-5 м³/Дж, k_VL1 = 2,81·10^-3 м³/Дж.

Оптимальная величина относительной пульсации на конденсаторах, согласно (7), составляет ?_C1(opt) = 2 · v(1 / (1 + k_VL1/k_VC1)) = 0,2.

Согласно (1), величины параметров конденсаторов C1 и реакторов L1 оказываются равными соответственно:

C₁ = (5·10³ · 0,2) / (4 · 5 · 2·10⁵ · (112 – 0,68)²) = 0,5·10^-6 Ф;

L₁ = ((112 – 0,68)² · 0,2) / (4 · 5 · 2·10⁵ · 5·10³ · 1,5) = 12,66·10^-6 Гн;

C₁ = 0,5·10^-6 / 5 = 0,1·10^-6 Ф.

В однополярном преобразователе могут быть применены конденсаторы С1 = 0,25 мкФ с максимальным напряжением U_Cmax = 250 В и реакторы AMPLB1040 с максимальным током I_Lmax = 11 A.

Объем конденсатора и реактора в разнополярном преобразователе составляет V_C1 = 0,31 см³ и V_L1 = 0,43 см³ соответственно, в однополярном объем конденсатора V_C1 = 0,62 см³, объем реактора V_L1 = 0,43 см³.

Суммарный объем полупроводниковых и реактивных элементов разнополярного преобразователя равен V_? = 8,14 см³. Для однополярной схемы суммарный объем в 2 раза больше и составляет V = 16,82 см³.

Экспериментальные результаты

Работа DC-DC преобразователя ППН (РСПК) исследована экспериментально. Частота преобразования равна f_П = 200 кГц.

Поскольку выходное напряжение исследуемого преобразователя является разнополярным, то максимальная мощность каждого из блоков ППН+ и ППН– равна половине максимальной выходной мощности ППН (РСПК): P_V(Б) = P_V / 2 = 2,5 кВт.

Точное выражение для среднего значения выходного напряжения ППН+ и ППН– имеет вид:

U_вых1 = U_вых2 = E₁ (N + 1) – (N E_VD + E_VD + (r₁₁ + r₂₁ + r_VT + r_VD) I_H / k),

где E_VD* = E_VD (1 – _N,0), r₂₁ = r_D,0 (1 – _N,0) – напряжение отсечки и дифференциальное сопротивление разрядных VD_2,1 диодов; 2·R_н – сопротивление нагрузки ППН (РСПК); _N,0 = {1 для N=0; 0 для N0} – символ Кронекера.

Среднее значение тока в нагрузке ППН (РСПК) равно среднему значению токов через его полупроводниковые элементы:

I_H = P_V(Б) / U_вых = 11,22 А.

Амплитуда тока через элементы силовой цепи блоков преобразователя определяется выражением:

I_L1max = ( I_H) / k = 7,05 А,

что соответствует его экспериментальному значению на осциллограмме рис. 6.