Назад в библиотеку

Аннотация

Предлагается метод широтно-импульсного регулирования мостовым преобразователем напряжения постоянного тока, напряжение питания которого меняется в широком диапазоне, основанный на изменении частоты коммутации транзисторов мостового инвертора, реализованный в виде пропорционально-интегрального регулятора с настраиваемыми параметрами. Разработанный метод позволяет улучшить динамические характеристики системы и ограничить максимальный ток, коммутируемый транзисторами. Спроектированный закон управления позволяет получить желаемое стабилизированное значение напряжения на нагрузке.

Ключевые слова

Мостовой инвертор, мягкая коммутация, широтно-импульсное регулирование, пропорционально-интегральный регулятор, индуктивность рассеивания

Введение

В работе рассматривается мостовой преобразователь напряжения постоянного тока, используемый в качестве вторичного источника питания [1, 2] при низком входном напряжении и требуемом высоком выходном напряжении и мощности, включающий в себя мостовой инвертор, повышающий трансформатор с добавочной индуктивностью, введенной в первичную обмотку для обеспечения мягкой коммутации силовых ключей и исключения насыщения сердечника [3], и диодный выпрямитель, нагруженный на емкостной фильтр и активную нагрузку. В литературе представлены способы повышения КПД путем изменения частоты коммутации для случая, когда нагрузка изменяется в диапазоне от 25% до 100% . Увеличение частоты коммутации позволяет уменьшить линейные размеры сердечника трансформатора при сохранении выходной мощности, что ведет к уменьшению магнитных потерь, но потери, обусловленные переключением силовых ключей, значительно увеличиваются .

Математическая модель и метод управления

Рассмотрим передаточную функцию заданного преобразователя «управляющий сигнал – напряжение выхода» :

W(s) = Uвых(s) / d(s) = nUпит / [ s2L'Cf + s(L'/Rf) + 1 ]

где Uвых(s) – преобразование Лапласа напряжения выхода; d(s) – преобразование Лапласа сигнала управления (коэффициент заполнения); Uпит – напряжение питания; 1/n – коэффициент трансформации; Cf – емкость фильтра; Rf – сопротивление нагрузки; L' – эквивалентная суммарная индуктивность инвертора, равная сумме индуктивностей рассеивания трансформатора и добавочной, приведенная к вторичной обмотке трансформатора.

В показано, что для исследуемого преобразователя наиболее оптимальная частота коммутации транзисторов fsw0 для заданных условий функционирования составляет 7,25 кГц, и выведены из описания кривой тока в первичной обмотке трансформатора зависимости максимального тока, коммутируемого транзисторами, и среднего тока на выходе инвертора Iav от коэффициента ШИМ (широтно-импульсная модуляция) KШИМ и fsw:

Imax = (Uпит * KШИМ * TШИМ) / L'

Iav = Imax * (L' / Rx + Imax * L' / Uпит)

где Rx – эквивалентное суммарное сопротивление схемы замещения рассматриваемого преобразователя, TШИМ = 1/(0,5fsw) – период широтно-импульсного регулирования. Из (2) можно сделать вывод, что при фиксированных значениях Imax, L', Rx поддержание величины среднего тока на выходе инвертора при увеличении напряжения его питания достижимо только при увеличении частоты fsw. С целью увеличения КПД предлагается не использовать максимально допустимую частоту коммутации транзисторов для всего диапазона изменения напряжения питания, определяемую для максимального напряжения питания, а настраивать ее значение согласно разработанному методу управления.

Для управления объектом (1) применим пропорционально-интегральный регулятор Wpi(s) = k(1 + 1/Ts), где s – комплексная переменная; k, T – параметры регулятора , значения которых изменяются в процессе функционирования в зависимости от напряжения питания преобразователя. Найдем параметры регулятора k0, T0 для минимального значения напряжения питания Uпит0 =175 В и установленного минимального значения fsw0 = 7,25 кГц. Время переходного процесса должно быть не более 0,5 с, запас по фазе должен быть 80°. Тогда передаточная функция регулятора принимает вид Wpi0(s) = 12·10-4(1 + 1/(1,63·10-5s)). Замкнем систему с помощью обратной связи по напряжению. Графики переходных процессов замкнутой системы приведены на рис. 1.

При изменении входного напряжения fsw будет изменяться, а параметры регулятора настраиваться по выражениям:

T = T0 * fsw0 / fsw

k = k0 * T * Uпит0 / (T0 * Uпит)

При этом максимальный ток, коммутируемый транзисторами, не превысит предельно допустимого значения.

Алгоритм синтеза управления

Приведем алгоритм синтеза управления, основанного на изменении частоты коммутации транзисторов fsw и настройке параметров регулятора в зависимости от величины напряжения питания преобразователя.

  1. Определить и зафиксировать предельно допустимые максимальные значения пикового тока, коммутируемого транзисторами, и частоты их коммутации из технического описания выбранных транзисторных модулей.
  2. Рассчитать величину оптимальной частоты коммутации транзисторов согласно методу, изложенному в для минимального значения напряжения питания.
  3. Определить способ корректировки параметров выбранного регулятора – итерационный или табличный.
  4. Определить начальные значения параметров регулятора при оптимальной частоте коммутации транзисторов и минимальном напряжении питания.
  5. Построить регулятор с настраиваемыми параметрами, которые будут определяться по (3) путем контроля величины максимального значения коммутируемого тока по (2).

Рисунок 1 – Выход замкнутой системы для максимального значения напряжения питания Uпит = 320 В: U1(t) – переходной процесс с фиксированными параметрами регулятора k0, T0 и fsw0 = 7,25 кГц; U2(t) – переходной процесс с настраиваемыми параметрами регулятора k, T и fsw1 = 10 кГц

Пример и экспериментальные результаты

На рис. 2, а, представлен опытный образец – мостовой повышающий преобразователь мощностью 100 кВт, входящий в состав частотного преобразователя. Также на рис. 2, б, в, приведены экспериментальные данные – кривые напряжения (инвертированного) Ui и тока Ii выхода мостового инвертора.

Рисунок 2 – Частотный преобразователь (а); экспериментальные результаты: при Uпит = 187 B, KШИМ = 0,27, fsw = 7,35 кГц (б); при KШИМ = 0,16, Uпит = 320 B, fsw = 10 кГц (в)

Рис. 2 иллюстрирует, что силовые ключи функционируют в режиме мягкой коммутации, переключение при нулевых напряжениях. Результаты измерений приведены в таблице, которые демонстрируют ограничение пикового тока до заданного значения 1000 А.

Экспериментальные результаты
№ Напряжение питания, В Амплитуда коммутируемого тока, А KШИМ fsw, кГц
1 187 870 0,27 7,35
2 220 905 0,23 8
3 280 950 0,18 9
4 320 1000 0,16 10

Заключение

Разработан метод широтно-импульсного регулирования мостового преобразователя напряжения постоянного тока с широким диапазоном изменения напряжения питания, основанный на изменении частоты коммутации транзисторов мостового инвертора и реализованный в виде пропорционально-интегрального регулятора с настраиваемыми параметрами. Метод позволяет улучшить динамические характеристики системы, ограничить максимальный коммутируемый ток и обеспечить стабилизацию напряжения на нагрузке.

Список использованной литературы

  1. Erickson R.W., Maksimovic D. Fundamentals of Power Electronics. 2nd ed. Springer, 2001. 885 p.
  2. Мелешин В.И., Овчинников Д.А. Управление транзисторными преобразователями электроэнергии. М.: Техносфера, 2011. 576 с.
  3. Александрова С.А., Баев А.П., Гончаренко М.Р., Николаев Н.А., Слита О.В. Метод подбора добавочной индуктивности мостового преобразователя напряжения с мягким переключением // Доклады ТУСУР. 2017. Т. 20. № 3. С. 220–225.
  4. Zhao L., Li H., Liu Y., Li Z. High efficiency variable-frequency full-bridge converter with a load adaptive control method based on the loss model // Energies. 2015. V. 8. N. 4. P. 2647–2673.
  5. Mallik A., Khaligh A. Variable switching frequency state feedback control of a phase shifted full bridge DC/DC converter // IEEE Transactions on Power Electronics. 2016. V. 32. N. 8. P. 6523–6531.
  6. Chen Z., Liu S., Ji F. A power loss comparison of two full bridge converters with auxiliary networks // Proc. 7th Int. Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC). Harbin, China, 2012. P. 1888–1893.
  7. Di Capua G., Shirsavar S.A., Hallworth M.A., Femia N. An enhanced model for small-signal analysis with a phase-shifted full-bridge converter // IEEE Transactions on Power Electronics. 2015. V. 30. N. 3. P. 1567–1576.
  8. Alexandrov S., Baev A., Goncharenko M., Nikolaev N., Siita O. Practical implementation of high power and efficiency DC-DC full-bridge PWM boost converter // Proc. Int. Conf. on Information and Digital Technologies. Zilina, Slovakia, 2017. P. 29–35.
  9. O'Dwyer A. Handbook of PI and PID Controller Tuning Rules. 3rd ed. London: Imperial College Press, 2009. 608 p.