ДВУХФАЗНЫЙ ПОВЫШАЮЩИЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С МЯГКОЙ КОММУТАЦИЕЙ ТРАНЗИСТОРОВ И ОСОБЕННОСТИ ЕГО ДИНАМИЧЕСКИХ СВОЙСТВ

Аннотация

Диксон Р.К., Дементьев Ю.Н., Михальченко Г.Я., Михальченко С.Г., Семенов С.М. Двухфазный повышающий преобразователь с мягкой коммутацией транзисторов и особенности его динамических свойств. Актуальность работы определяется необходимостью повышения энергоэффективности и надежности полупроводниковых преобразователей за счет уменьшения динамических потерь переключения и снижения внутренних запасов энергии для широкого применения в бытовой и промышленной технике. Цель исследования: разработка способа мягкой коммутации транзисторов двухфазных преобразователей повышающего типа с использованием дроссельного коммутирующего элемента, позволяющего повысить технико-экономические показатели системы за счет снижения динамических потерь. Методы исследования: Обзор литературных и патентных источников по тематике, сравнительный анализ имеющихся данных. Имитационное моделирование электромагнитных процессов в программной среде SwCAD с использованием коммутационно-разрывных функций. Для получения значений вектора переменных состояний использовался метод Ньютона–Рафсона, обладающий быстрой сходимостью и степенью точности получаемых дискретных значений. Результаты: предложенная система регулирования напряжения на основе двухфазного повышающего преобразователя с мягкой коммутацией транзисторов обладает достаточной надежностью и сроком службы, позволяет получить высокий КПД даже при низких напряжениях источника питания.

Ключевые слова

Ключевые слова: Переключение при нулевом напряжении, переключение при нулевом токе, двухфазный повышающий преобразователь, частотно-импульсная модуляция, потери переключения, явления бифуркации, хаотические режимы, функционирование стабилизатора напряжения.

Введение

Исторически силовая транзисторная электроника получила свое развитие в низковольтных системах электропитания космической техники, где относительно невысокие пиковые значения мощности переключения в инверторных или «чопперных» статических преобразователях существенно не сказывались на сроках службы полупроводниковых элементов, электромагнитной совместимости преобразователя и нагрузки.

Однако с ростом коммутируемых напряжений, быстродействия транзисторов и диодов возникли следующие проблемы:

• резкий рост импульсных составляющих процесса переключения в питающие сети и нагрузку, выход из строя полупроводниковых преобразователей (ПП), снижение живучести из-за жесткой коммутации высоковольтных транзисторов преобразователя;
• внезапные отказы полупроводниковых преобразователей, связанные с динамической неустойчивостью режимов функционирования преобразователей из-за роста быстродействия.

Использование мягкой коммутации транзисторов в резонансных и квазирезонансных структурах преобразователей (ПНТ/ПНН) позволяет частично устранить вышеуказанные проблемы [1]. Однако наличие резонансных контуров предполагает применение в источниках питания частотно-импульсной модуляции (ЧИМ), что ограничивает диапазон регулирования токов и напряжений, с одной стороны, и повышает требования к фильтрам радиопомех, с другой стороны. Кроме того, возрастают внутренние запасы энергии резонансных контуров, высвобождение которой во внештатных режимах функционирования сопровождается внезапными отказами, увеличиваются и статические потери в приборах за счет перетоков реактивной энергии. Лучшее на сегодняшний день схемотехническое решение реализации мягкой коммутации возможно в фазосдвигаемых однофазных инверторах напряжения [2, 3].

В непосредственных преобразователях понижающего, повышающего и инвертирующего типов обеспечение мягкой коммутации связано с введением дополнительных реактивных элементов, преимущественно емкостных. В статье рассматривается один из возможных способов реализации мягкой коммутации в многофазных преобразователях повышающего типа с индуктивными (дроссельными) элементами и анализируются варианты улучшения его динамических свойств.

Статические режимы работы двухфазного повышающего преобразователя

На рис. 1 представлена функционально-принципиальная схема двухфазного повышающего преобразователя (ДПП), а на рис. 2 – временные диаграммы токов и напряжений, поясняющие основные принципы мягкой коммутации МДП-транзисторов.

В установившемся режиме работы преобразователя между моментами переключения транзисторов VT1 и VT2 вводится регулируемая пауза, минимальное значение которой фиксировано. В начальный момент времени (рис. 2) в проводящем состоянии находятся транзистор VT2 и диод VD1, при этом ток в индуктивности L2 нарастает, а в индуктивности L1 спадает, отдавая накопленную на предыдущем интервале энергию в нагрузку Rн. Нарастают также токи iVT2 и iL3 в транзисторе VT2 и коммутирующей индуктивности L3. В момент времени, когда ток iL3 сравняется с током iL1, запирается диод VD1 и начинается процесс разряда выходной емкости непроводящего транзистора VT1 током коммутирующей индуктивности L3 через открытый транзистор VT2. Напряжение на емкости C1 изменяет полярность, открывается обратный диод транзистора VT1 и ток коммутирующей индуктивности протекает по короткозамкнутому контуру до тех пор, пока не включится транзистор VT1. При этом открывается диод VD2 выпрямителя, индуктивность L2 разряжается на нагрузку, полярность напряжения на коммутирующем дросселе изменяется на противоположную и индуктивность L3 перезаряжается. Далее процессы повторяются.

Таким образом, основные отличия рассматриваемой коммутации транзисторов от известных в статическом режиме сводятся к следующему:

• к моменту включения противотактных транзисторов VT1 и VT2 потенциалы их стока спадают до нуля и, сразу после включения, через обратные встроенные диоды VD1 и VD2 еще протекает отрицательный ток в направлении исток–сток, при этом в момент включения динамическая мощность потерь на кристалле транзистора равна нулю;
• динамическая мощность выключения транзисторов находится на уровне статической рассеиваемой мощности;
• энергия, запасаемая в индуктивных элементах преобразователя, во внештатных режимах ДПП рассеивается нагрузкой;
• электромагнитная совместимость преобразователя с источником питания улучшается, поскольку ток iн равен сумме токов обеих индуктивностей iL1, iL2, пульсации которых изменяются в противофазе (рис. 2, а);
• аналогично ток нагрузки iвп представляет собой сумму токов двух диодов VD1, VD2, что определяет частоту и величину пульсаций тока выходного фильтра С3, С4;
• коммутирующая индуктивность L3 переменного тока определяет противофазное изменение переменной составляющей токов дросселей каждой фазы преобразователя и строгое равенство постоянных составляющих, т. е. придает ему «естественные» свойства равномерного распределения этих токов.

Анализ динамических режимов функционирования замкнутой системы стабилизации напряжения

При построении функционально-принципиальной схемы ДПП (рис. 1) были приняты следующие допущения:

• источник постоянного напряжения E0 является идеальным;
• импульсный преобразователь выполнен на идеальных ключах с обратными диодами, время переключения которых равно нулю;
• паразитные емкости транзисторов учитываются емкостями C1, C2;
• элементы R, L, C линейны;
• корректирующие устройства ?1, ?2 выполнены на базе идеальных элементов и представлены пропорциональными регуляторами.

Отрицательная обратная связь обеспечивается датчиками тока iвп, i1, i2, напряжения Uвп и микропроцессорной схемой управления (МПСУ). Схема управления выполнена двухконтурной двухфазной и включает источник задающего сигнала Uг, два элемента сравнения, два корректирующих устройства с коэффициентами усиления ?1, ?2 и два частотно-импульсных модулятора (ЧИМ1, ЧИМ2). Сигналы управления транзисторами обозначены коммутационно-разрывными функциями КF1 и КF2.

Преобразователи повышающего типа рассматриваются во многих работах [3–10], причем в большинстве случаев используются методы усреднения (линеаризации) вектора переменных состояния системы нелинейных дифференциальных уравнений. Используя данные методы, не представляется возможным учитывать множественность решения нелинейных дифференциальных уравнений, описывающих режимы функционирования замкнутой CAP: периодические, квазипериодические и хаотические. В работе [10] исследуется динамика классической структуры преобразователя повышающего типа с позиций бифуркационного анализа, где установлена закономерность хаотизации динамики тока входной индуктивности iL=f(?s) через процесс «квазижесткого» удвоения периода, как показано на рис. 3, здесь ?s – коэффициент усиления регулятора контура тока.