ПОЛНОМОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С МЯГКОЙ КОММУТАЦИЕЙ ВО ВСЕМ ДИАПАЗОНЕ НАГРУЗКИ

Аннотация

Баран С.А., Сметанкин Г.П. Полномостовой преобразователь с мягкой коммутацией во всем диапазоне нагрузки. Разработка преобразователей с мягкой коммутацией для ЭПС позволит улучшить вопросы излучения помех и электромагнитной совместимости, снизить массогабаритные показатели за счет увеличения КПД и частоты преобразования. Значительное уменьшение коммутационных потерь позволяет использовать мощные IGBT – модули на повышенных частотах, которые они не способны выдержать в традиционных преобразователях с широтно-импульсной коммутацией.

Ключевые слова

Ключевые слова: IGBT-транзисторы, частотное преобразование, коммутация, электромагнитная совместимость.

Введение

Стремительное развитие элементной базы для силовой электроники в начале XXI века привело к появлению нового поколения IGBT с улучшенными характеристиками, дающими возможность снизить прямые потери проводимости и коммутационные потери. Это позволяет повысить КПД преобразователей и, как следствие, удельную мощность, что особенно важно для ЭПС.

Дальнейшее снижение массогабаритных показателей преобразовательной техники ЭПС возможно при значительном увеличении частоты коммутации, что заставляет разработчиков применять различные схемотехнические решения, позволяющие увеличить удельную мощность преобразователей по сравнению с традиционными схемами с широтно-импульсным регулированием за счет уменьшения коммутационных потерь IGBT (рис. 1).

Полномостовой преобразователь с мягкой коммутацией

Одно из таких решений – это применение полномостового преобразователя с квазирезонансной коммутацией [1-2], в котором переходные процессы на временных интервалах переключения IGBT протекают при колебательном изменении токов и напряжений за счет паразитных и дополнительных реактивных элементов цепей коммутации. Включение и выключение IGBT в таких преобразователях осуществляется при малом или нулевом значениях тока и (или) напряжения на них, таким образом, имеет место так называемая «мягкая коммутация», что существенно снижает коммутационные потери и перенапряжения на силовых элементах.

На рисунке 2 представлена схема полномостового преобразователя с последовательным резонансным индуктором, способного работать в режиме мягкой коммутации. Выключение IGBT осуществляется при нулевом напряжении на них, а включение – при нулевых значениях тока и напряжения за счет колебательного перезаряда параллельного конденсатора в интервале коммутации.

Для управления мостового каскада используется метод сдвига по фазе момента переключения одной половины моста относительно другой (рис. 3). Особенностью фазосдвигающей технологии является то, что два IGBT, соединенные последовательно с трансформатором, могут быть открыты, а напряжение, приложенное к трансформатору, равно нулю. Это возможно потому, что эти IGBT не являются диагональными, а представляют собой или два верхних, или два нижних силовых ключа. В этом режиме первичная обмотка трансформатора по существу закорочена и имеет потенциал соответствующей шины входного напряжения. Значение тока первичной обмотки поддерживается на предыдущем уровне, так как не имеется напряжения, вызывающего изменение его значения.

<

Когда один из IGBT выключается, ток первичной обмотки начинает протекать через снабберную емкость ключа, порождая резонансный процесс между стоком ключа и противоположной шиной входного напряжения, что позволяет противоположному IGBT того же самого плеча моста включиться при нулевом напряжении.

Энергия, необходимая для перезаряда снабберных конденсаторов С1-C4 накапливается в резонансном индукторе L_r, который может быть собственной индуктивностью рассеяния силового трансформатора L_Lk. Энергия, запасенная в резонансной индуктивности, должна быть больше, чем энергия, требуемая, чтобы заряжать и разряжать снабберные емкости IGBT во время резонансного процесса в пределах его длительности.

W_L = (L_Lk + L_r) I_pri² / 2,

где I_pri – ток первичной обмотки,

W_C = C_r V_pri² / 2,

где V_pri – напряжение первичной обмотки, С_r – суммарная емкость паразитных выходных емкостей IGBT и снабберных конденсаторов одного плеча.

Отсюда следует требование к величине резонансной индуктивности:

L_r > (C_r V_pri² / I_pri²) – L_Lk,

т.е. при большой величине индуктивности рассеяния отпадает необходимость в дополнительном индукторе L_r.

Нами был испытан макетный образец данного преобразователя, с выходной мощностью 3 кВт с питанием от сети 3-фазного напряжения ~380В. Он показал высокую надежность, низкий уровень излучения помех, достаточно высокий КПД (до 91-92 %). Однако данная топология преобразователя имеет и ряд серьезных недостатков.

Во-первых, невозможность обеспечения переключения ключей при малой нагрузке или в отсутствии нагрузки. Минимальный ток первичной обмотки определяется выражением:

I_pri^min = V_pri sqrt(C_r / (L_Lk + L_r)).

Во-вторых, эффект «потери скважности» – уменьшение эффективной скважности из-за перемагничивания резонансного индуктора (см. рис. 3):

D_eff = D / (1 + 4 (L_Lk + L_r) f_sw / (k² R_o)),

где D – скважность на первичной обмотке трансформатора; f_sw – частота коммутации, k – коэффициент трансформации; R_o – сопротивление нагрузки.

Это ведет к необходимости уменьшения значения k с вытекающими отсюда последствиями – увеличение амплитудных значений тока в первичной цепи и напряжений на выпрямительных диодах, увеличение индуктивности выходного дросселя для уменьшения пульсаций тока.

В-третьих, значительная величина L_r и L_Lk приводит к значительным паразитным колебаниям между резонансной индуктивностью первичной цепи и паразитной емкостью выпрямительных диодов, что ведет к увеличению интенсивности излучения помех и требует демпфирования диодов снабберными цепями.

Полномостовой преобразователь с LCC-цепями

Для преодоления указанных недостатков целесообразно использовать схему полномостового преобразователя с дополнительными LCC-цепями (рис. 4), которая способна обеспечить мягкое переключение IGBT во всем диапазоне нагрузки, в т.ч. без нагрузки [3-4].

Дополнительные цепи состоят из емкостного делителя напряжения и двух индукторов, подключенных между средней точкой емкостного делителя и средней точкой каждого из плечей моста. Ток, циркулирующий в дополнительных индукторах, помогает разрядить снабберные емкости при переходных процессах в мосту, обеспечивая, таким образом, мягкое переключение во всем диапазоне нагрузки, даже без введения резонансного индуктора L_r [5-7].

Энергия, запасенная в дополнительном индукторе, равна:

W_L = (L_Lk I_L² + V_pri²) / (32 f_sw² L_add).

Мягкая коммутация обеспечивается при условии W_L > W_C.

Как показали расчеты, для применений с высоким входным напряжением, например, выпрямленное 3-фазное напряжение ~380В, вклад тока дополнительных индукторов в общий ток через ключи очень велик, что ухудшает КПД и требует применения IGBT-модулей с большим запасом по току. Для таких применений целесообразно оставить в первичной обмотке резонансный индуктор L_r, что значительно увеличивает требуемые индуктивности дополнительных дросселей и снижает ток через ключи, т.е. необходим компромисс между потерей скважности из-за перезаряда L_r и величинами L_add1 и L_add2. Правильное решение этого вопроса позволяет создать преобразователь с высоким КПД и, как следствие, большой удельной мощности, низким уровнем электромагнитного излучения, высокой частотой коммутации [8-9].

Был создан и испытан макет преобразователя (рис. 5). Трансформатор – ГМ14ДС 200х100х20, k = 1,3:1, намотка бифилярная, L_Lk = 3 мкГн, IGBT-модули - Mitsubishi PM75DSA120, L_r = 3.5 мкГн, L_add1 = 210 мкГн, L_add2 = 610 мкГн, C1 = C2 = 10 нФ, C3 = C4 = 5 нФ, R_s = 150 Ом, L_o = 1,3 мГн, f_sw = 20 кГц, R_n = 8,7 Ом.

КПД преобразователя на полной нагрузке около 95% (I_o = 34,4 А, U_o = 300 В, мощность ?10,3 кВт, потеря скважности ?20%).

Введенные в схему диоды D₇ и D₈ шунтируют индуктивность L_r при закрытии выпрямительных диодов D₅ и D₆, что значительно снижает паразитные колебания на них (интенсивность их определяется только величиной L_Lk) и уменьшает потери в снаббере C_S-R_S. При C_S=1 нФ выброс напряжения на диодах составлял ~18% от амплитудного значения, при C_S=3,3 нФ ? 5% [10-11].

Увеличить удельную мощность преобразователя можно, заменив L_r на насыщаемый индуктор, что уменьшит потерю скважности на полной нагрузке, при условии решения вопроса охлаждения насыщаемого индуктора [12].

Заключение

Разработка преобразователей с мягкой коммутацией для ЭПС позволит улучшить вопросы излучения помех и электромагнитной совместимости, снизить массогабаритные показатели за счет увеличения КПД и частоты преобразования. Значительное уменьшение коммутационных потерь позволяет использовать мощные IGBT – модули на повышенных частотах, которые они не способны выдержать в традиционных преобразователях с широтно-импульсной коммутацией.

Список использованной литературы

1. Vlatcovic V, Ridley R.B. Considerations for high-voltage high-power full-bridge ZVS-PWM converter. Applied Power and Electronics Conference Proceedings. 1990. (IEEE Catalog No. CH2853-00900000-0265) P. 275-284.
2. Jovanovich M.M., Tabisz W.A., Lee F.C. Zero-Voltage Switching Technique in High-Frequency Off-Line Converters. IEEE Applied Power and Electronics Conference Proceedings. 1988.
3. Jain D.K., Jain P.K., Haibo Zhang Analysis and Design of an Auxiliary Commutated Full Bridge DC/DC Converter Topology Including the Effect of Leakage Inductance. Telecommunications Energy Conference. 2002. ISBN: 0-7803 -7512-2. P. 240-247.
4. Borges B.V., Beirante J.P. A Full Bridge Zero Voltage Switched Phase Shifted DC-DC Converter with Enlarged Duty Cycle and ZVS Range. On Power Electronics and Applications. 2000. № 2. P. 2.1-2.6.
5. Шевырёв Ю.В. Повышение качества электрической энергии в сетях с полупроводниковыми преобразователями // Горный информационно-аналитический бюллетень (научно-технический журнал). – № S4. – 2011. – С. 234-241.
6. Чэнмэн Д. Цена низкого качества электроэнергии // Энергосбережение. – 2004. – № 1. – С. 66-69.
7. Добрусин Л.А. Фильтрокомпенсирующие устройства для преобразовательной техники. – Москва : НТФ «Энергопрогресс», 2003. – 84 с.
8. ГОСТ 13109-97. Нормы качества электрической энергии в системах электроснабжения общего назначения – URL : http://docs.cntd.ru/document/1200006034
9. Розанов Ю.К., Рабицкий М.В. Современные методы улучшения качества электроэнергии // Электротехника. – 1998. – № 3. – С. 10-17.
10. Солодухо Я.Ю. Тенденции компенсации реактивной мощности. Ч.1. Реактивная мощность при несинусоидальных режимах работы. – Москва : Информэлектро, 1987. – 50 с.
11. Парфёнов Б.М., Шевырёв Ю.В. Статические режимы фильтро-компенсирующих устройств в системах электропривода соизмеримой мощности // Автоматизированный электропривод. – Сборник научных трудов. – ОАО «Электропривод», 2002. – С. 134-153.
12. Шевырёв Ю.В. Методы моделирования и повышения электроэнергетических показателей электротехнических комплексов буровых установок. – Москва : Московский государственный геологоразведочный университет, 2005. – 177 с.