ВВЕДЕНИЕ

Технология прямого цифрового синтеза стремительно развивается, но прямой синтез сигналов дециметрового и сантиметрового диапазонов пока практически не осуществим и экономически не оправдан. Современные лучшие микросхемы прямого цифрового синтеза (DDS) — такие как полнофункциональные 300-мегагерцовые ИС AD9852 с одинарным выходом и AD9854 с квадратурным выходом — предоставляют возможность получить цифровой сигнал с частотой в пределах нижней части УКВ диапазона — приблизительно до 120 МГц. Предельное значение частоты в основном ограничивается частотой подачи отсчетов DDS на выходной цифро-аналоговый преобразователь. теоретически частота цифрового выходного сигнала не может превышать половины частоты отсчетов. В следующем поколение высокоскоростных DDS синтезаторов частоты этот предел будет отодвинут; частота отсчетов будет доходить до 900 МГц и частота выходного сигнала составлять 360 МГц.

Для того, чтобы воспользоваться преимуществами прямого цифрового синтеза DDS в дециметровом и сантиметровом диапазонах, синтезатор DDS обычно совмещается с генератором с ФАПЧ или преобразуется смесителем. К сожалению, умножение частоты с помощью ФАПЧ нарушает целостность сигнала, ухудшает разрешение по частоте и снижает скорость перестройки частоты. Кроме того, преобразование сигнала с двумя боковыми полосами (DSB) в однополосный (SSB) высокочастотный сигнал с помощью смесителя может сделать трудной или невозможной фильтрацию выходного сигнала, а также применение высококачественного гетеродина (LO) с фиксированной частотой. Методы, которые используются для преодоления этих затруднений, обычно заключаются в применении многостадийной ФАПЧ или каскадов смеситель/фильтр/гетеродин.

Ниже предлагается усовершенствованный и экономически эффективный подход к одностадийному преобразованию частоты вверх в диапазон 800-2500 МГц с использованием вышеупомянутого полнофункционального квадратурного DDS-синтезатора AD9854 и новой микросхемы квадратурного модулятора AD8346, которая обладает погрешностью фазы не более 1° и балансом амплитуд в пределах 0,2 dB на частоте 1900 МГц. Однополосный, с подавленной несущей, сигнал на выходе преобразователя имеет типичное значение коэффициента подавления несущей и сигнала второй (ненужной) боковой полосы более 36 dB во всем рабочем диапазоне частот. Кроме того, все качественные характеристики сигнала, которые обеспечивает прямой цифровой синтез (DDS), сохраняются, тогда как нежелательные продукты преобразования минимальны. Подавления несущей и ненужной полосы в -36 dB вполне достаточно для многих применений, и кроме того, это 4000-кратное ослабление мощности нежелательного сигнала значительно упрощает конструкцию выходного фильтра или повышает степень фильтрации в более требовательных к качеству сигнала конструкциях.

Для того, чтобы выбрать верхнюю или нижнюю боковую полосу, нужно просто поменять местами выходы квадратурных DDS сигналов: подать на вход модулятора AD8346 сигнал I вместо Q и Q вместо I. Микросхема прямого цифрового синтеза (DDS) AD9854 может работать в различных режимах модуляции (AM, FM, PSK и FSK). Это делает систему еще более удобной, так как обеспечивает возможность цифровой и аналоговой коммуникации в дополнение к такому достоинству, как генерация качественных сигналов.

Преобразование вверх DDS-сигнала — лишь один пример применения ИС квадратичного модулятора AD8346. На практике данная микросхема может преобразовывать любой квадратичный аналоговый сигнал (от постоянного тока до 70 МГц) со столь же эффективным подавлением нежелательной боковой полосы.

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ВВЕРХ КВАДРАТУРНОГО СИГНАЛА В СИГНАЛ SSB

Квадратурный модулятор AD8346 обеспечивает весьма высокие характеристики SSB-сигнала, позволяя переносить спектр модулирующего сигнала непосредственно на частоту несущей, которая может составлять от 800 до 2500 МГц, с типичным значением коэффициента подавления нежелательной полосы и несущей 36 dB. Модулирующий сигнал может быть частотно-манипулированным или стационарным, а также немодулированным или широкополосным в пределах допустимой полосы спектра. На рис. 1 показана структурная схема устройства на ИС AD9854 и AD8346 для преобразования вверх квадратурного сигнала, синтезированного с помощью DDS, и получения сигнала SSB.

Рис. 1. Преобразование вверх квадратурного DDS сигнала в сигнал с одной боковой полосой (SSB)

При преобразовании квадратурного сигнала на два смесителя в ИС AD8346 подаются синусоидальный и косинусоидальный сигналы несущей частоты, которые образуются внутренним фазовращателем из внешнего сигнала несущей частоты (проектировщик должен предусмотреть внешний генератор).

На эти же смесители подаются синусоидальная и косинусоидальная составляющие модулирующего сигнала (отфильтрованный сигнал с выхода синтезатора DDS) и они одинаковым образом преобразуются на фиксированную несущую частоту. Два выходных сигнала смесителей суммируются внутри ИС AD8346 таким образом, что составляющие с одинаковой фазой складываются, тогда как квадратурные компоненты вычитаются друг из друга и подавляются. Итоговый результат (без дополнительной фильтрации) представляет собой однополосный, с подавленной несущей, сигнал напряжения величиной -10 dBm на нагрузке 50 Ом, с частотой равной сумме или разности частот генератора несущей и модулирующего сигнала, плюс остаточный сигнал подавленных несущей и ненужной боковой полосы.

Квадратурная модуляция, требующая прецизионно точного соотношения фаз сигналов, отнюдь не новая концепция. Одним из первых случаев, пятьдесят лет назад, когда применялся метод квадратурной модуляции, было получение однополосного радиотелефонного сигнала; это называлось метод фазирования. Однако метод фильтрации оказался более предпочтительным, потому что получение точных квадратурных фазовых соотношений в более-менее широкой полосе частот было трудноосуществимо при помощи аналоговых методов. Оба метода подавления сигнала несущей частоты и ненужной боковой полосы сначала применялись при невысоких значениях промежуточной частоты.

Микросхема прямого цифрового синтеза AD9854 обеспечивает цифровую точность выходных квадратурных сигналов (типичная точность — две десятых градуса) в полосе частот от постоянного тока до более 120 МГц при тактовой частоте 300 МГц. В примере, показанном на рис. 1, тактовая частота может быть получена путем соответствующего деления частоты генератора несущей. Типичная погрешность фазы квадратурных сигналов ИС AD8346 составляет 1 градус при частоте выходного сигнала от 800 до 2500 МГц. Эта микросхема заключает в себе "чипсет", пригодный для использования во многих схемах цифровой и аналоговой связи, от широкополосных до телевизионных.

Чтобы по-настоящему оценить достоинства квадратурного преобразования частоты, может быть поучительным сравнить два популярных метода генерирования сигналов дециметрового и сантиметрового диапазонов: умножение частоты с помощью прямого цифрового синтеза и ФАПЧ (DDS/PLL) и одностадийное преобразование частоты с помощью смесителя.

УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ С ПОМОЩЬЮ ПРЯМОГО ЦИФРОВОГО СИНТЕЗА И ФАПЧ (DDS/PLL)

Умножение с помощью ФАПЧ частоты сигнала, генерированного методом прямого цифрового синтеза (DDS), является простым и недорогим методом получения сигналов дециметрового и сантиметрового диапазонов, но преимущества, которые дает DDS синтез, будут утрачены практически по всем параметрам, включая значение фазового шума, время перестройки частоты, разрешение по частоте и свободный от гармоник динамический диапазон (SFDR). Применяется комбинация блоков DDS/ФАПЧ/ смеситель/фильтр, уменьшающая потери качества сигнала, но сложность и цена такой многокаскадной системы могут быть неприемлемы. На рис. 2 показана структурная схема системы DDS/PLL.

Рис. 2. Пример интеграции систем прямого цифрового синтеза и ФАПЧ с использованием оценочной платы ФАПЧ LMX1501A и DDS-генератора типа AD9851

Фазовый шум на выходе системы ФАПЧ — это характерное и без труда обнаруживаемое явление; этот шум увеличивается пропорционально коэффициенту умножения ФАПЧ (выраженному в dB, 20•log f_OUT/f_IN). Например, если частота DDS-сигнала умножается на 100 для получения сигнала с частотой 1 ГГц с помощью ФАПЧ, фазовый шум на выходе в пределах полосы частот системы ФАПЧ будет приблизительно на 40 dB превышать значение фазового шума в исходном сигнале. Кроме того, паразитные пики (гармоники, "spurs") в пределах полосы частот системы ФАПЧ возрастут на ту же величину. Это может привести к неприемлемому уровню паразитных пиков, которые будут на 40 dB больше по величине, чем в исходном DDS-сигнале.

Рис. 3. DDS cигнал частотой 14 МГц

Рис. 4. Сигнал на выходе ФАПЧ (896 МГц)

Рис. 5. Модулированный DDS cигнал частотой 14 МГц на входе ФАПЧ

Графики спектров наглядно показывают, как ухудшается фазовый шум DDS-сигнала после умножения его частоты на N = 64 схемой ФАПЧ, приведенной на рис. 2. На рис. 3 показан спектр DDS-сигнала с частотой 14 МГц на входе ФАПЧ, а на рис. 4 показан спектр сигнала с частотой 896 МГц на выходе системы ФАПЧ. Широкая шумовая "кайма" — это и есть проявление увеличившегося фазового шума.

Чтобы проиллюстрировать влияние ФАПЧ на величину паразитных пиков, DDS-сигнал был промодулирован для получения множества низкоуровневых спектральных пиков вблизи основной частоты. На рис. 5 показан модулированный DDS-сигнал, который подавался на вход ФАПЧ, а на рис. 6 видно, что пики, которые находились в пределах 30-килогерцевой полосы ФАПЧ, возросли. Обратите внимание, что амплитуда пиков, находящихся на расстоянии более 60 кГц от несущей, не изменилась. Фазовый шум и другие параметры системы не менялись.

Рис.6. Сигнал на выходе ФАПЧ (896 МГц)

Помимо увеличения фазового шума и увеличения уровней паразитных гармоник, умножение частоты с помощью ФАПЧ неблагоприятно сказывается на многих других важных параметрах сигнала DDS, включая скорость перестройки частоты и разрешение по частоте. Разрешение по частоте по сравнению с сигналом DDS ухудшается в N раз, а скорость перестройки частоты выходного сигнала будет определяться постоянной времени системы ФАПЧ (и это время может в 10000 раз превышать время перестройки частоты сигнала DDS).

УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ С ПОМОЩЬЮ ПРЯМОГО ЦИФРОВОГО СИНТЕЗА И СМЕСИТЕЛЯ (DDS/MIXER)

Лучший доступный для разработчика выбор при переносе спектра DDS сигнала на частоту дециметрового и сантиметрового диапазонов — это использование смесителя. Преобразование не увеличивает сколь либо заметно ни амплитуды паразитных гармоник, ни уровень фазового шума. Кроме того, скорость перестройки частоты и разрешение по частоте сохраняются. Самое большое препятствие, которое приходится преодолевать - это две боковые полосы (DSB) в выходном сигнале: LO + DDS и LO — DDS и кроме того, прямое прохождение сигнала несущей частоты LO.

Рис. 7. Сигнал с двумя боковыми полосами (DSB) на выходе обычного смесителя

На рис. 7 показан график спектра сигнала шириной 200 МГц, полученного с помощью одиночного смесителя, с подавленной несущей (LO), который иллюстрирует вышеупомянутые проблемы преобразования частоты. Две боковые полосы отстоят на 50 МГц от не полностью подавленной несущей, которая располагается посередине; частота несущей 1.04 ГГц. Это 50-мегагерцовое расстояние представляет собой всего 5% при частоте 1 ГГц. Фильтрация сигнала для подавления нежелательной боковой полосы и несущей при таких условиях чрезвычайно затруднена. Если же выходная частота увеличивается до 2 ГГц, это может усложнить проблему до такой степени, что фильтрация будет неосуществима. Для преодоления этой проблемы разработчики, чтобы получить сигналы DSB (с двумя боковыми полосами) в дециметровом или сантиметровом диапазонах, обычно применяют многостадийное преобразование частоты и фильтрацию; в этом сигнале боковые полосы находятся на бoльшем расстоянии друг от друга и от несущей, что облегчает процесс фильтрации, но значительно увеличивает сложность и стоимость системы.

РЕЗУЛЬТАТЫ МАКЕТИРОВАНИЯ УСТРОЙСТВА ПРЕОБРАЗОВАНИЯ СИГНАЛА DDS

В лаборатории был изготовлен макет квадратурного преобразователя сигнала SSB с использованием оценочных плат для ИС AD9854 и AD8346. Требовалась некоторая модификация оценочной платы AD8346 для работы с отфильтрованными квадратурными однополярными сигналами, которые имеются на выходе оценочной платы AD9854. Уровни выходного напряжения также необходимо было повысить в соответствии с требованиями ко входным сигналам ИС AD8346. Схема макета со всеми дополнениями показана на рис. 8.

Рис. 8. Соединение и модификация оценочных плат Analog Devices для макетирования схемы

Модификации были произведены следующие:

1. Добавлены два повышающих трансформатора импеданса 1:16 с отводами от центра вторичной обмотки (T16-6T) для преобразования однополярных квадратурных сигналов в дифференциальные и для повышения выходного напряжения в 4 раза. Использование центрального отвода вторичной обмотки дает возможность обеспечить постоянное смещение величиной 1.2 В для добавления к дифференциальному сигналу в соответствии с требованиями ко входным сигналам ИС AD8346.
2. Добавлены два согласующих резистора на выходе каждого трансформатора.
3. Добавлен источник постоянного смещения величиной 1.2 В, состоящий из двух кремниевых диодов, подключенных в прямом направлении к источнику напряжеия 3.3 В через токоограничительный резистор сопротивлением 2000 Ом. Это смещение подано на центральные выводы вторичных обмоток трансформаторов каналов I и Q.

Тестирование данной конструкции подтверждает ожидаемые параметры, приведенные в техническом описании (datasheet) на ИС AD8346, если квадратурные входные сигналы от ИС AD9854 соответствующим образом скорректированы для компенсации фазовой погрешности квадратурных сигналов и дисбаланса амплитуд сигналов I и Q. См. рис. 9 и 10.

Погрешности фаз квадратурных сигналов I и Q вносятся после выхода сигналов из ИС AD9854 — за счет фильтров, неодинаковой длины кабелей и дорожек печатной платы, различиях в параметрах трансформаторов и т.д. Разницу фаз квадратурных сигналов невозможно скорректировать за счет программирования ИС AD9854. Соотношение ее выходных сигналов строго квадратурное и оно неизменно. Фазовые соотношения можно скорректировать путем изменения длин кабелей, соединяющих оценочные платы AD9854 и AD8346. Неравенство амплитуд можно скорректировать с помощью независимых 12-разрядных цифровых умножителей ИС AD9854 в канале синуса и косинуса (I и Q).

На рис. 9 показан 200-мегагерцовый сегмент спектра выходного сигнала ИС AD8346 с центральной частотой 1.05 ГГц. Верхняя (USB) и нижняя (LSB) боковые полосы сигнала DDS отстоят на 25 МГц по разные стороны от несущей (LO), находящейся на частоте 1.04 ГГц. Между подавленной верхней боковой полосой (USB) и неподавленной нижней боковой полосой (LSB) разница амплитуды составляет 40 dB. Разница в 40 dB соответствует разнице в мощности сигналов в 10000 раз. Такая степень подавления верхней боковой полосы обеспечивается при погрешности фаз входных сигналов порядка 1°.

Рис. 9. Спектр выходного сигнала модулятора AD8346

Если более внимательно взглянуть (рис. 10) на спектр сигнала нижней боковой полосы (LSB) на частоте 1.015 ГГц, то видно, что сохраняется превосходное качество сигнала. Оно просто великолепно по сравнению с сигналом на выходе умножителя частоты с ФАПЧ на рис. 4. Как говорилось выше, синусоидальный и косинусоидальный сигналы с выхода DDS, поданные на вход модулятора, можно поменять местами, если необходимо выбрать противоположную боковую полосу выходного сигнала.

Рис. 10. Спектр нижней боковой полосы в увеличенном масштабе

Сигнал несущей частоты, попадающий на выход модулятора за счет прямого прохождения, амплитудой —36 dB, несколько превышает по величине сигнал подавленной боковой полосы в данной конструкции. Уровень проходящего на выход сигнала несущей частоты не зависит ни от амплитуды, ни от фазы входных DDS сигналов I и Q. Чтобы уменьшить относительную амплитуду несущей на выходе, амплитуда сигналов I и Q на входе должна быть максимальной (1 В от пика до пика) на каждом дифференциальном входном контакте.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Квадратурная модуляция — это хорошо известный и экономичный метод переноса сигнала DDS в область частот дециметрового и сантиметрового диапазонов без какого-либо нарушения свойств DDS сигнала или потери его качества. Квадратурный модулятор AD8346 упрощает этот процесс. Эта ИС естественным образом дополняет микросхему синтезатора DDS AD9854, имеющую дифференциальные квадратурные выходы. При наличии качественного генератора несущей нетрудно получить однополосный сигнал в диапазоне дециметровых или сантиметровых волн. При имеющемся наборе режимов модуляции ИС AD9854 такое устройство полностью (почти) обеспечивает формирование AM, FM, PSK, FSK сигналов дециметрового или сантиметрового диапазонов. При наличии минимальных дополнительных средств обработки AM сигналов с подавленной несущей на выходе DDS (сигналов I и Q) можно реализовать схему передачи амплитудно-модулированного голосового или любого другого SSB сигнала. На рис. 11 показано, каким образом к данным ИС могут быть подключены внешние источники сигнала модуляции и управляющие устройства для реализации коммуникационных функций. Подавление ненужной боковой полосы и несущей в —36 dB вполне достаточно для многих применений, а дополнительная фильтрация выходного сигнала становится гораздо менее трудной задачей в тех устройствах, где требования к выходному сигналу выше. Соответствующая настройка баланса амплитуд и фазового соотношения сигналов I и Q на выходе DDS может обеспечить более глубокое подавление ненужной боковой полосы.

Хотя ИС AD9854 была специально разработана для получения соответствующих выходных сигналов без необходимости применения нескольких синтезаторов DDS для получения этих сигналов, микросхема AD9854 — не единственный возможный вариант комбинации DDS и квадратурного модулятора. Для получения пары квадратурных сигналов могут быть использованы и другие ИС прямого цифрового синтеза (DDS), например, AD9850, AD9851, а также ИС серии AD983x.

Если синхронизировать две ИС цифрового синтеза (DDS), то это дает возможность получения квадратурных сигналов при надлежащей настройке внутренних схем установки фазы. Для получения полного списка и информации об интегральных микросхемах DDS и цифровых модуляторах, а также для доступа к руководствам по применению и техническим описаниям ИС, обращайтесь в Информационный Центр DDS на сайте www.analog.com/dds. Кроме того, считаем важным напомнить, что возможность независимого программирования амплитуд сигналов I и Q в ИС AD9854 сильно упрощает подстройку выходных сигналов. Ожидается, что относительная простота и экономичность квадратурного получения SSB DDS сигнала с частотой более 2 ГГц должна поддерживать интерес разработчиков к применению этой технологии в своих проектах. Она позволяет сохраняет все желательные свойства DDS сигнала в сантиметровом диапазоне и в то же время значительно подавляет сигнал ненужной боковой полосы в сравнении с обычным двухполосным (DSB) преобразованием частоты с помощью перемножителя.

Рис. 11. Структурная схема, показывающая соединение компонентов системы, необходимых для получения радиочастотных модулированных AM, FM, FSK, PSK сигналов в диапазоне от 800 до 2500 МГц