О реальной селективности КВ приемников

Автор: Поляков В. Т.

Источник: Поляков В. Т. О реальной селективности КВ приемников / В. Т. Поляков // «Радио», 1981. — № 3–4.

В наши дни, когда коротковолновые диапазоны буквально забиты сигналами десятков тысяч мощных станций, одной из самых важных характеристик связных KB приемников стала так называемая реальная селективность. Особенно остро вопросы реальной селективности приемника возникают иногда на любительских радиостанциях: ведь источник помехи — соседний радиолюбитель может находиться совсем рядом, даже в одном доме. Единой методики оценки реальной селективности пока не существует, поэтому в литературе ее нередко характеризуют самыми различными параметрами. Чтобы объективно сопоставлять характеристики различных аппаратов, важно понимать физический смысл этих параметров и их взаимосвязи. Попробуем разобраться в этом.

Рассмотрим сначала явления, происходящие в приемнике при наличии сильных помех на частотах, лежащих за пределами его полосы пропускания. Эти помехи могут воздействовать на все каскады, предшествующие фильтру основной селекции, например, на усилитель ВЧ, первый и второй смесители. Усиление этих каскадов при действии помех, как правило, уменьшается — возникает так называемое явление за-бития. Его характеризуют уровнем помехи, снижающей усиление на 1 или 3 дБ. Если система АРУ выключена, а напряжение сигнала значительно меньше напряжения помехи, то этот параметр не будет зависеть от уровня полезного сигнала. Не зависит он и от того, насколько помеха отстоит от частоты сигнала, если, конечно, частота помехи не выходит за пределы полосы пропускания высокочастотной части приемника.

Если помеха к тому же и промодулирована по амплитуде, то коэффициент усиления ВЧ каскадов непрерывно изменяется. Это приведет к тому, что и несущая полезного сигнала будет промодулирована сигналом помехи. Возникает явление перекрестной модуляции (кросс-модуляции). Ее характеризуют уровнем помехи с коэффициентом модуляции 30%, вызывающей 3-процентную перекрестную модуляцию сигнала. Он также не зависит от амплитуды полезного сигнала и расстройки но отношению к нему помехи. Поскольку изменение усиления ВЧ каскадов, вызывающее 30%-ную перекрестную модуляцию, составляет менее 0,3 дБ, то характеризующий ее уровень помехи будет всегда меньше, чем уровень помехи, характеризующий забитие.

При воздействии на приемник не менее двух помех возникает взаимная модуляция (интермодуляция). В ВЧ каскадах образуются комбинационные частоты (рис. 1) вида 2f₁ – f₂ и 2f₂ – f₁, (если действуют только две помехи с частотами f₁ и f₂).

При перестройке приемника по диапазону будут прослушиваться сигналы не только на их частотах, но и на указанных выше комбинационных частотах, хотя реально последних сигналов в эфире нет. Обилие на диапазоне сильных сигналов в сочетании с явлением взаимной модуляции создает впечатление, что эфир буквально «забит» станциями. Распознать взаимную модуляцию труднее, чем перекрестную или забитие. Возникает же она, как правило, при меньших уровнях помех, чем перекрестная модуляция и тем более забитие.

Четвертый вид помех, которому почему-то не уделяют должного внимания, представляет собой увеличение общего уровня шумов приемника при воздействии сильного внеполосного сигнала. Шумовая модуляция возникает в смесителе (или смесителях) приемника и связана с недостаточной спектральной чистотой сигнала гетеродина. Дело в том, что напряжение гетеродина, хотя и очень слабо, промодулировано тепловым шумом по амплитуде и фазе. Поэтому спектр сигнала гетеродина имеет вид, показанный на рис. 2.

Он содержит несущую на частоте гетеродина f_г и шумовые боковые полосы. Уменьшение их интенсивности с расстройкой определяется добротностью контура гетеродина. Уровень шумовых боковых полос обычно лежит на 100...140 дБ ниже уровня «несущей». Когда гетеродинный сигнал поступает на смеситель одновременно с внеполосной помехой, часть шумовой боковой полосы преобразуется в промежуточную частоту. Это иллюстрирует рис. 3, где показаны частоты сигнала f_c, гетеродина f_г, помехи f_п и промежуточная f_пч.

Как видно на рисунке, часть спектра шума гетеродина, выделенная штриховыми линиями, преобразуется в частоты, попадающие в полосу пропускания тракта ПЧ.

При работе в эфире распознать шумовую модуляцию трудно. Подключение антенны увеличивает шум приемника, причем неясно, вызвано ли это естественным «шумом эфира» или шумовой модуляцией в приемнике. Однако, поскольку последняя зависит от уровня помех, а также их модуляции, ее характер несколько отличается от теплового и индустриального шума эфира. Кроме того, интенсивность шума уменьшается при удалении частоты настройки приемника от частоты помехи, что объясняется не только селективностью входных цепей, но и уменьшением спектральной плотности шума гетеродина (см. рис. 2).

Среди перечисленных выше явлений, характеризующих реальную селективность, шумовая модуляция стоит особняком, так как непосредственно не связана с нелинейностью ВЧ каскадов приемника. Тем не менее именно она нередко является главным фактором, препятствующим приему слабых сигналов в условиях сильных помех.

Эффективным средством борьбы с шумовой модуляцией является правильное проектирование гетеродина приемника. Его контур должен иметь максимально возможную добротность. Необходимо также «заземлять» электроды транзисторов гетеродина (например, в схеме с общей базой) по низкой частоте, чтобы на них не возникло заметных шумовых напряжений. Иногда шум гетеродина удается снизить на порядок и более, увеличив емкости всех блокировочных конденсаторов до 0,1...0,5 мкФ. Желательно также применять в гетеродине малошумящие полевые транзисторы.

Рассмотрев явления, ограничивающие реальную селективность, покажем теперь, каким именно образом они связаны с нелинейностью ВЧ каскадов приемника. Сделаем это на примере усилителя ВЧ, имея в виду, что для смесителя можно провести аналогичные рассуждения.

Выходное напряжение идеального линейного каскада прямо пропорционально входному, т. е. U_вых=к₁U_вх, где к₁ — коэффициент усиления каскада. Такой каскад не создает искажений (см. амплитудную характеристику на рис. 4), а спектры сигналов на его выходе и входе одинаковы.

Характеристика реального каскада сложнее. Математически ее можно представить в виде ряда

Uвых = к1Uвх + к2U2вх + к3U3вх ...

(1)

Чем больше членов ряда, тем ближе она к реальной. Первый член описывает неискаженный сигнал, последующие — продукты искажений. На рис.5 показана характеристика, которая аппроксимируется только двумя членами — первым (линейным) и вторым (квадратичным).

Если на вход ВЧ каскада с такой характеристикой поступают два сигнала с разными частотами, то среди продуктов искажений будет содержаться компонента постоянного тока (продетектированные сигналы), сигналы с суммарными и разностными частотами, а так же вторые гармоники. Частоты продуктов искажений лежат достаточно далеко от частот входных сигналов, поэтому даже при минимальной селективности входных цепей перекрестные и интермодуляционные помехи в каскаде с такой характеристикой возникать не должны. Вот отсюда и возникло широко распространенное мнение, что квадратичная характеристика хороша для высокочастотного усилителя. Однако это не так. Компонента постоянного тока изменяет режим (сдвигает рабочую точку) каскада, а это вызывает, в свою очередь, изменение коэффициента усиления и, следовательно, перекрестные помехи. Средством борьбы с этим явлением служит жесткая стабилизация режима каскада по постоянному току.

Так же, как и в гетеродине, электроды транзисторов должны быть «заземлены» и по низкой частоте. Квадратичный член характеристики очень опасен в приемниках прямого преобразования, где продетектированные сигналы попадают непосредственно в усилитель НЧ, и в приемниках с высокой ПЧ и широкополосной преселекцией, где сумма или разность двух частот помех может совпасть с частотой настройки приемника.

Для подавления помех, вызванных квадратичной нелинейностью, применяют двухтактные (балансные) усилители ВЧ и смесители. В точно сбалансированном каскаде квадратичный член ряда (1), также как и остальные члены с четными степенями, полностью компенсируется. Характеристика каскада при этом приобретает вид, показанный на рис. 6.

Математически ее можно выразить так:

Uвых = k1Uвых – k3U3вх

(2)

Более высокими членами ряда (1) обычно пренебрегают. Такое приближение оправдано, если анализируемое устройство работает в условиях не очень сильных помех. Отметим, что характеристика симметричная и имеет протяженный линейный участок, а загибы при входных напряжениях, больших U_m, соответствуют ограничению сигнала в каскаде. В отличие от квадратичных, кубические искажения полностью устранить нельзя принципиально, так как любой каскад неизбежно ограничивает достаточно большие входные сигналы. Расширить же протяженность линейного участка можно, применяя в усилителе ВЧ мощные транзисторы, а в смесителе — диоды, допускающие работу при больших мощностях гетеродина без существенного повышения уровня шума, например диоды с барьером Шоттки.

Механизм возникновения забития и перекрестных помех в каскаде с характеристикой (2) состоит в следующем. Если амплитуда помехи достигает значения U_m, то сумма слабого полезного сигнала и помехи ограничивается, т. е. коэффициент усиления каскада для слабого сигнала уменьшается.

Интермодуляционные помехи связаны с кубическим членом ряда (2). Математический анализ этих явлений позволяет получить некоторые количественные соотношения:

• интенсивность перекрестных помех пропорциональна отношению коэффициентов k2/k1;
• коэффициент перекрестной модуляции пропорционален квадрату амплитуды помехи;
• амплитуда интермодуляционной помехи при воздействии на вход каскада двух мешающих сигналов одинаковой амплитуды пропорциональна кубу этой амплитуды, если же амплитуды помех (см. рис. 1) равны соответственно a₁ и a₂, то амплитуда низкочастотной интермодуляциониой компоненты на частоте 2f₁–f₂ пропорциональна a²₁a₂, а амплитуда высокочастотной — a₁a²₂.

Из сказанного можно сделать вывод, что очень полезно уменьшать уровень всех сигналов на входе приемника, например, с помощью аттенюатора. Введение затухания в 10 дБ ослабляет полезный сигнал на 10 дБ, но зато перекрестную модуляцию на 20, а взаимную модуляцию на 30 дБ. Однако введению большого затухания препятствует ограниченное значение чувствительности приемника.

Взаимную модуляцию часто оценивают количественно, как уровень двух помех равной амплитуды, создающих интермодуляционные компоненты с напряжением, приведенным ко входу, 1 мкВ. Выбор этого напряжения весьма условен, а сам метод дает представление о реальной селективности лишь при одном конкретном значении помехи. Более полная методика измерения комбинационных помех была предложена первоначально для широкополосных линейных усилителей (высокочастотных и выходных в передатчиках), а затем использована и для приемников.

Рассмотрим ее подробнее.

На рис. 7 показана зависимость выходной мощности усилителя от входной (линия 1). Эту характеристику снимают, подавая на вход один немодулироваиный сигнал.

Для двух сигналов разной частоты, но одинаковой амплитуды, можно построить зависимость искажений второго порядка, т. е. зависимость мощности компонент с суммарными и разностными частотами от мощности сигналов на входе (линия 2). График строят в логарифмическом масштабе (мощность измерена в децибелах относительно 1 мВт. сокращенно дБм), поэтому 1 и 2 в области небольших сигналов оказываются прямыми, но наклон второй линии вдвое больше, чем первой. Так получается потому, что амплитуда выходного полезного сигнала пропорциональна амплитуде входного, а амплитуда составляющих искажений второго порядка — ее квадрату. Это же самое справедливо и для мощности сигналов. Продолжим прямые 1 и 2 до их пересечения. Координаты точки пересечения (A2) однозначно определяют параметры всего усилителя. Например, отношение A_2вых/А_2вх, соответствует коэффициенту усиления. Относительную величину искажений d2 можно найти для каждого уровня входного сигнала из графика как расстояние между прямыми 1 и 2 по вертикали.

Аналогично строится зависимость мощности компонент искажений третьего порядка с частотами 2f₁–f₂ (линия 3). Она оказывается втрое круче прямой A поскольку амплитуда компонент третьего порядка пропорциональна кубу амплитуды входных сигналов. Искажения третьего порядка также полностью описываются координатами точки пересечения прямых 1 и 3 — A3. В качестве примера на рис. 7 приведены характеристики усилителя с коэффициентом усиления 10 дБ, уровнем искажений второго порядка –15 дБ и третьего порядка –20 дБ при входной мощности 1 мВт, Из характеристик легко найти уровень искажений для любой мощности входного сигнала. Можно воспользоваться и формулами, которые легко получаются из геометрии графика:

d2 = A2вх – Рвх, d3 = 2( A3вх – Pвх).

(3)

Для данного усилителя координаты точек пересечения: A_2вх = 15 дБм, A_3вх = 10 дБм. Значения A_2вх и A_3вх соответственно на 10 дБ больше.

Любопытно, что переход к двухтактной схеме усилителя уменьшает искажения второго порядка (в зависимости от точности балансировки) на 10...40 дБ. На графике рис, 7 это выразится в сдвиге линии 2 На столько же децибел вправо (линия 2'). Соответственно изменятся координаты точки А2. Положение точки А3 при этом остается прежним.

В приемниках неудобно измерять выходной сигнал его высокочастотной части, к тому же часто путают между собой координаты точек пересечения. Поэтому для приемников предложена несколько иная методика построения графиков, подобных рис. 7. По оси абсцисс откладывают уровень входного сигнала, а по оси ординат — выходного сигнала ВЧ части приемника, приведенной ко входу, т. е. поделенный на коэффициент усиления ВЧ каскадов. В этом случае прямая, соответствующая полезному сигналу (рис. 8, линия 1), будет иметь единичный наклон.

Уровни сигналов могут выражаться в микровольтах (масштаб во всех случаях логарифмический) или в децибелах. При этом используются относительные единицы измерения: дВмкВ — отношение напряжения сигнала к 1 мкВ, выраженное в децибелах, и дБм — отношение мощности сигнала к 1 мВт, также в децибелах. На рис. 8 приведены три шкалы, что облегчает перевод одних единиц в другие. Нижняя шкала (дБм) соответствует верхним, только если входное сопротивление приемника равно 75 Ом. Рассмотрим входные каскады приемника с характеристикой, которая описывается выражением (2). Такие каскады, как было сказано ранее, не вносят квадратичных искажений). Составляющим взаимной модуляции с частотами 2f₁–f₂ и 2f₂–f₁ на рис. 8 соответствует линия 3. Их уровень пропорционален кубу напряжения сигналов на входе, поэтому прямая 3 идет втрое круче прямой 1, т. е. приращение ординаты составляет 3 дБ на каждый децибел приращения абсциссы. Точка пересечения прямых А имеет координаты, равные по обеим осям. Зная одну из них, легко построить весь график. Если же, например, из измерений известен уровень взаимной модуляции (предположим, 80 дБ по отношению к 1 мкВ), то график также легко построить, найдя точки 0 и 80 дБмкВ (на рисунке обе точки обозначены) и проведя через них прямые с наклоном 1:1 и 3:1. Затем по графику определяют одну из координат точки пересечения (в нашем случае A = 120 дБмкВ, или +11 дБм). Ее можно найти и расчетным путем:

A = 0.5d3 + Uвх,

(4)

где d₃ — уровень взаимной модуляции при напряжении помехи и U_вх (все величины измерены в децибелах).

Посмотрим теперь, как другие параметры, определяющие реальную селективность, связаны с координатой точки пересечения. Уровень забития U_заб находится по ослаблению усиления ВЧ части приемника на 3 дБ. Его можно определить, сняв реальную амплитудную характеристику ВЧ тракта (кривая 2). Входное напряжение, при котором она отклоняется на 3 дБ от прямой 1 и есть уровень забития (см. рис. 8). Это напряжение обычно на 10...12 дБ меньше А. Перекрестная модуляция также однозначно определяется координатой точки пересечения.

Перейдем теперь к определению динамического диапазона приемника. Нижняя граница его, в принципе, должна соответствовать минимальному, еще различимому сигналу на входе приемника. Её удобно выбрать равной уровню собственных шумов приемника, поскольку при отношении сигнал/шум, равном единице, телеграфные, а в ряде случаев и однополосные сигналы еще принимаются. Естественной верхней границей динамического диапазона будет тогда уровень двух немодулированных помех, при котором продукты взаимной модуляции достигают уровня шумов. Практически это означает следующее: если уровни сигналов на входе приемника ниже верхней границы динамического диапазона, то слышны только эти сигналы на их собственных частотах, а продукты взаимной модуляции «тонут» в шумах приемника. В противном случае, когда уровень сигналов превышает верхнюю границу динамического диапазона, прослушиваются еще и интермодуляционные помехи на комбинационных частотах вида 2f₁–f₂.

Динамический диапазон легко найти из рис. 8 (в первой части статьи). Нижняя и верхняя его границы определяются точками пересечения линий 1 и 3 со штриховой линией, соответствующей уровню шума. Динамический диапазон в децибелах можно определить графически, как расстояние между линиями 1 и 3, либо по горизонтали, либо по вертикали, как показано на рисунке. Для рассматриваемого приемника (а это, по современным понятиям, очень хороший приемник) уровень шума составляет 0,1 мкВ и динамический диапазон по взаимной модуляции d₃ = 93 дБ.

В технической литературе встречаются еще такие понятия, как динамический диапазон по перекрестной модуляции и забитию d₂ и динамический диапазон по шумовой модуляции. Верхней границей этих диапазонов служат соответственно уровни помех, при которых коэффициент перекрестной модуляции достигает оговоренного значения, например 3%, или уровень шума возрастает вдвое. Как показывает практика, значения этих параметров получаются в правильно спроектированном приемнике значительно больше, чем d₃. Поэтому динамический диапазон по взаимной модуляции D₃, найденный выше, следует считать основным параметром, характеризующим реальную селективность.

Динамический диапазон зависит от двух исходных параметров: координаты точки пересечения А и уровня шума U_ш. Напряжение шума приемника, в свою очередь, зависит от полосы пропускания, оно определяется известной формулой Найквиста:

Uш = (kT0(F–1)BRвх)1/2

(5)

где kT₀ = 4х10^-21 Вт/Гц — энергия хаотического теплового движения носителей тока;
В — полоса пропускания, Гц;
R_вх — входное сопротивление приемника, Ом;
F — коэффициент шума приемника.

Легко видеть, что динамический диапазон расширяется в сторону нижней границы при сужении полосы пропускания приемника. По этой причине характеризовать качество приемника его динамическим диапазоном можно, оговаривая полосу пропускания, при которой этот диапазон измерен (обычно 2,1...2,7 кГц). Полоса пропускания определяется трактом ПЧ, поэтому динамический диапазон не является характеристикой только ВЧ каскадов приемника.

В последнее время предложен новый критерий качества приемника, не зависящий от полосы пропускания. Заметим, что в формуле Найквиста (5) уже имеется не зависящая от полосы величина — коэффициент шума F, показывающий, во сколько раз мощность шума реального приемника больше мощности шума идеального, в котором источником шума является только активное входное сопротивление R_вх. Коэффициент шума можно выразить в децибелах: F_дБ=10 lgF.

Теперь показателем качества приемника можно взять величину Q:

Q = A – FдБ

где А — координата точки пересечения в децибелах на графике рис. 8. В принципе, Q можно измерить в дБмкВ или дБм в зависимости от того, в каких единицах выражена координата А. Очевидно, что Q от полосы приемника не зависит. Чем больше Q, тем соответственно лучше и реальная селективность приемника.

К сказанному необходимо сделать лишь несколько полезных замечаний. Ни «точка пересечения», ни динамический диапазон, ни «показатель качества» не затрагивают шумовую модуляцию. Ее, видимо, следует учитывать при измерении коэффициента шума приемника, подав на вход кроме слабого измерительного сигнала на частоте настройки еще и сильный внеполосный сигнал с амплитудой, соответствующей верхней границе динамического диапазона. Полученный таким образом коэффициент шума может оказаться выше, чем при обычных измерениях с одним сигналом, напряжение которого равно напряжению внутренних шумов приемника. Необходимо только позаботиться о спектральной чистоте сильного внеполосного сигнала, пропустив его через кварцевый фильтр, иначе шумовая модуляция измерительного генератора может оказаться больше шумовой модуляции приемника и результат измерений получится завышенным. Шумовую модуляцию полезно также измерить при различных расстройках сильного сигнала, получив таким образом спектр шума гетеродина, подобный изображенному на рис. 2.

Другое замечание касается необходимости все-таки указывать в параметрах приемника границы динамического диапазона. Они чаще всего и указываются, хотя и в неявном виде. Нижняя граница легко находится из чувствительности приемника. Например, если она равна 0,3 мкВ при отношении сигнал/шум 10 дБ, то уровень шума (нижняя граница) составляет 0,1 мкВ, или –20 дБмкВ. Если же дано, что динамический диапазон равен 93 дБ, то верхняя граница динамического диапазона составит 73 дБмкВ, или 4,6 мВ. Знание границ динамического диапазона необходимо потому, что приемник подключается к реальной антенне, на зажимах которой имеется свой диапазон сигналов. Он простирается от уровня шума «эфира» до уровня сигнала, наводимого в антенне самой мощной станцией (или помехой). Диапазоны сигналов в антенне и динамический диапазон приемника необходимо согласовывать между собой. Никому ведь не придет в голову включить двенадцативольтную лампочку в сеть напряжением 220 В! А подобная ситуация получается при подключении приемника с чувствительностью 0,3 мкВ к полноразмерной антенне при работе в диапазонах 160 и 80 м. Напряжение только атмосферного шума (без учета индустриального) на зажимах такой антенны может лежать в пределах 2...15 мкВ, т. е. на 25...45 дБ превосходить напряжение собственных шумов приемника. Это иллюстрируется номограммой рис. 9, где слева показан диапазон сигналов антенны, развивающей напряжение шума 10 мкВ, а справа — динамический диапазон приемника с параметрами, как на рис. 8.

Динамический диапазон собственно приемника равен 93 дБ. Однако при подключении к антенне приемник все равно не сможет принимать сигналы слабее 10 мкВ, а верхняя граница по-прежнему остается равной 4,5 мВ. В результате динамический диапазон всей системы антенна — приемник D_общ сужается до 53 дБ, что соответствует приемнику очень низкого класса.

Для расширения динамического диапазона всей системы между антенной и приемником необходимо ввести аттенюатор. Введение затухания 40 дБ уравнивает нижние границы диапазонов антенны и приемника, а общий расширяется до 90 дБ. Потери в 3 дБ вызваны в этом случае сложением равных по мощности шумов антенны и приемника. Аттенюатор должен быть регулируемым. Для приема слабых сигналов уровень шума антенны (с помощью аттенюатора) следует устанавливать на 10...15 дБ выше уровня шума приемника. Тогда чувствительность системы будет определяться почти исключительно шумом «эфира», а динамический диапазон сузится на те же 10...15 дБ. При наличии сильных помех аттенюатор вводится настолько, чтобы уровень помех лежал ниже верхней границы динамического диапазона приемника. На высокочастотных диапазонах (10, 15 м) шум «эфира» невелик и составляет (если нет индустриальных помех) доли микровольта. В этих условиях аттенюатор полезен лишь при наличии очень сильных помех.

В заключение автор благодарит С. Жутяева (UW3FL) за полезные дискуссии, способствовавшие появлению данной статьи.